Методика розрахунку електронного ключа на польових транзисторах

ВСТУП Електронний ключ — основний функціональний вузол дискретної схемотехніки для перемикання струмів або потенціалів на навантаженні.

В імпульсних пристроях дуже часто потрібно комутувати (включати і виключати) електричні кола. Ця операція виконується безконтактним способом за допомогою транзисторних ключів.

Ключові схеми використовуються для побудови генераторів і формувачів імпульсів, а також різних логічних схем цифрової обчислювальної техніки. Ключ виконує елементарну операцію інверсії логічної змінної і називається інвертором.

У статичному режимі ключ знаходиться в стані «включено» (ключ замкнутий), або в стані «виключено» (ключ розімкнений). Перемикання ключа з одного стану в інший відбувається під впливом вхідних управляючих сигналів: імпульсів або рівнів напруги. Найпростіші ключові схеми мають один управляючий вхід і один вихід. Основу ключа складає транзистор в дискретному або інтегральному виконанні.

Залежно від стану ключ шунтує зовнішнє навантаження великим або малим вихідним опором. У цьому і полягає комутація ланцюга.

Основними параметрами ключа є:

* швидкодія, визначається максимально можливим числом перемикань в секунду; для інтегральних схем ключів вона складає мільйони комутацій;

* тривалість фронтів вихідних сигналів;

* внутрішні опори у відкритому і закритому стані;

* споживана потужність;

* завадостійкість, рівна рівню перешкоди на вході, що викликає помилкове перемикання;

* стабільність порогових рівнів, при яких відбувається перемикання;

* надійність роботи в реальних умовах старіння радіодеталей, зміни джерел живлення і т.д.

Метою виконання даного курсового проекту є виконання наступних задач:

1. Провести огляд схемотехніки електронних ключів на польових транзисторах.

2. Виконати повний розрахунок наступних схем: підсилювального каскаду із спільним емітером, автоколивального мультивібратора, одновібратора, генератора напруги що лінійно змінюється та синхронного тригера.

Виконання розрахунку зазначених вище схем передбачає розрахунок всіх параметрів необхідних для нормального функціонування тієї чи іншої схеми, а також результати моделювання, аналіз результатів моделювання та розрахунків.

1. РОЗРОБКА МЕТОДИКИ РОЗРАХУНКУ ЕЛЕКТРОННОГО КЛЮЧА НА ПОЛЬОВИХ ТРАНЗИСТОРАХ.

1.1 Загальні відомості.

Аналоговий ключ служить для перемикання безперервно змінних електричних сигналів. Якщо ключ знаходиться в стані «увімкнено», його вихідна напруга повинна по можливості точно дорівнювати вхідній; якщо ж ключ знаходиться в стані «вимкнено», вихідна напруга повинна бути якомога ближче до нуля або, в усякому разі, повинна якомога менше залежати від вхідної.

Існують різні схемні рішення ключів, що задовольняють вказаним умовам. Їх принцип дії показаний на рисунку 1.1 на прикладі механічних (контактних) перемикачів.

а) б) в).

Рисунок 1.1 — Різновиди ключів.

На рисунку 1.1а представлений послідовний ключ. Поки контакт замкнутий,. Коли контакт розмикається, вихідна напруга стає рівною нулю. Все це справедливо, якщо джерело сигналу має нульовий вихідний опір, і ємність навантаження дорівнює нулю. При значному вихідному опорі джерела сигналу напруга ділиться між цим опором і резистором R. Тому цю схему не слід застосовувати у випадку, якщо джерелом сигналу є джерело струму, наприклад, фотодіод. За суттєвої ємності навантаження, під час розряду цієї ємності при розмиканні ключа S вихідна напруга ключа знижується до нуля досить довго [9, 10].

У схемі паралельного ключа (рис. 1.1б) при розімкнутому ключі, якщо вхідний опір навантаження ключа нескінченно велике. Якщо ж воно порівняно з опором резистора R, то на резисторі буде падати частина вихідної напруги джерела сигналу. При наявності ємнісного навантаження буде відносно повільно встановлюватися вихідна напруга після розмикання ключа.

Послідовно-паралельний ключ, показаний на рис. 1.1 В, не має недоліків двох попередніх схем. У будь-якому робочому стані він має вихідний опір, близький до нуля.

Різновиди аналогових ключів, показані на рисунку 1.1, можуть бути реалізовані на електронних елементах з керованим опором, що має мале мінімальне і високе максимальне значення. Для цих цілей можуть використовуватися діодні мости, біполярні і польові транзистори. Внаслідок неідеальності, вони вносять похибки в оброблювані сигнали. Джерелами похибок електронних аналогових ключів є:

· ненульовий прохідний опір електронного ключа у включеному стані і кінцева його величина в вимкненому;

· залишкове падіння напруги на замкнутому ключі, тобто наявність напруги на ключі при відсутності через нього струму;

· нелінійна залежність опору ключа від напруги (струму) на інформаційному та керуючому входах;

· взаємодія керуючого та комутованого сигналів;

· обмежений динамічний діапазон (по амплітуді і по знаку) комутованих струмів і напруг.

Ключі на біполярних транзисторах і, особливо, на діодних мостах споживають значну потужність по ланцюгах управління і мають порівняно велику залишкову напругу, що становить одиниці мілівольт, що вносить помітну погрішність при комутації слабких сигналів (менше 100 мВ)[10]. Такі ключі мають високу швидкодію (час перемикання діодних ключів, виконаних на діодах Шотткі, досягає 1 нс) і застосовуються для побудови надшвидкісних ключів. Більш широке застосування знайшли ключі на польових транзисторах.

1.2 Електронні ключі на польових транзисторах.

Як відомо, польовий транзистор в області малих напруг стік-витік поводиться як резистор, опір якого може змінюватися у багато разів при зміні керуючого напруги затвор-витік. На рисунку 1.2а зображена спрощена схема послідовного ключа на польовому транзисторі з управляючим pn-переходом[9].

а) б).

Рисунок 1.2 — Послідовні ключі на польових транзисторах з управляючим pn-переходом.

Якщо в цій схемі керуючу напругу встановити меншою, ніж мінімально-можлива вхідна напруга, принаймні на величину граничної напруги транзистора, транзистор закриється і вихідна напруга стане рівною нулю. Для того, щоб транзистор був відкритий, напругу затвор-витік слід підтримувати рівною нулю, що забезпечує мінімальний опір каналу. Якщо ж ця напруга стане більше нуля, управляючий pn-перехід відкриється, і вихід ключа виявиться з'єднаним з ланцюгом управління. Рівність нулю непросто реалізувати, так як потенціал витоку змінюється відповідно до зміни вхідного потенціалу. Найбільш простий шлях подолання цих труднощів зображений на рисунку 1.2б.

Якщо напругу встановити більшою, ніж максимально-можлива вхідна напруга ключа, діод VD закриється і напруга буде, як це і потрібно, дорівнювати нулю. При досить великому негативній керуючій напрузі діод буде відкритий, а польовий транзистор закритий. У такому режимі роботи через резистор R₁ тече струм від джерела вхідного сигналу в ланцюг керуючого сигналу. Це не заважає нормальній роботі схеми, так як вихідна напруга ключа в цьому режимі дорівнює нулю. Порушення нормального режиму роботи такої схеми може статися лише у випадку, якщо ланцюг вхідного сигналу містить розділовий конденсатор, що при закритому транзисторі ключа зарядиться до негативного рівня керуючої напруги.

1.3 Електронні ключі на польових транзисторах з ізольованим затвором Проблеми подібного роду не виникають, якщо в якості ключа використовувати польовий транзистор з ізольованим затвором (МДН-транзистор). Його можна переводити у відкритий стан, подаючи керуючу напругу більшу, ніж максимальна вхідна позитивна напруга, причому і в такому режимі роботи струм затвора буде дорівнює нулю. Таким чином, в цій схемі ключа відпадає необхідність в діоді і резистори R₁ (рис. 1.2)[9]. Схема ключа на МДН-транзисторі наведена на рисунку 1.3.

Рисунок 1.3 — Послідовний ключ на МДН-транзисторах Тут ключем є n-канальний МДН-транзистор збагаченого типу, не провідний струм при? 0. У цьому стані опір каналу, як правило, досягає одиниць або навіть десятків ГОм, і сигнал не проходить через ключ. Подача на затвор щодо витоку значної позитивної напруги призводить до переходу каналу в провідний стан з типовим опором від 20 до 200 Ом для транзисторів, що використовуються як аналогові ключі.

Зображена на рисунку 1.3 схема буде працювати при позитивних вхідних сигналах, які принаймні на 5 Вольт менші, ніж; при більш високому рівні сигналу напруга затвор-витік буде недостатньою, щоб утримати транзистор у відкритому стані (опір каналу у відкритому стані R₀ почне рости); негативні вхідні сигнали викличуть включення транзистора при заземленому затворі. Тому, якщо треба перемикати сигнали обох полярностей (наприклад, в діапазоні від -10 до +10 В), то можна використовувати таку ж схему, з'єднавши підкладку з джерелом -15 В і подаючи на затвор напруги +15 В (включено) і -15 В (вимкнено).

Довідкові дані на ключові МДН-транзистори включають параметр — опір стік-витік у відкритому стані. Для низьковольтних транзисторів величина цього опору становить десяті - соті долі ома що зумовлює малу потужність, що розсіюється на транзисторі в статичному режимі. На жаль, помітно збільшується при збільшенні максимально допустимої напруги стік-витік. Необхідно враховувати, що режим насичення для МДН-транзистора принципово відрізняється від режиму насичення біполярного транзистора. Перехідні процеси в ключах на польових транзисторах обумовлені переносом носіїв через канал і перезарядом міжелектродних ємностей, ємностей навантаження і монтажу. Так як електрони володіють більш високою швидкодією, ніж дірки, то n-канальні транзистори мають кращу швидкодією в порівнянні з р-канальними[9]. У схемотехніці ключових пристроїв на польових транзисторах частіше інших використовується схема з загальним витоком, представлена на рисунку 1.4а.

а) б) Рисунок 1.4 — Ключ на МДН-транзисторі з індукованим затвором та його робоча характеристика Коли транзистор закритий, через нього протікає некерований (початковий) струм стоку. При відкритому транзисторі струм через транзистор повинен визначатися величиною опору навантаження і напругою живлення. Для надійного відмикання транзистора амплітуда керуючої напруги вибирається з умови:

(1.1).

де — порогова напруга;

— крутизна ВАХ транзистора;

— струм навантаження, визначається за формулою:

(1.2).

В даний час випускається достатня номенклатура транзисторів, для управління якими достатньо напруги ТТЛ-рівня.

Перехідні процеси в ключах на МДН-транзисторах відбуваються, як показано на рисунку 1.5.

Рисунок 1.5 — Епюри напруг в ключі на МДН-транзисторі.

На першому етапі відбувається заряд ємності і перезаряд до напруги на затворі, рівній пороговій. Транзистор при цьому залишається закритим.

Тривалість цього етапу визначається за формулою:

(1.3).

На другому етапі транзистор відмикається і переходить в активний підсилювальний режим. На цьому етапі перезаряд сповільнюється за рахунок дії негативного зворотного зв’язку (ефект Міллера). Протягом 3-го етапу напруга на затворі залишається практично постійною. Після закінчення перезаряду ємності напруга на затворі збільшується до величини. Вимикання відбувається в зворотному порядку.

Для зручності розрахунку тривалості перехідних процесів в ключах на МДН-транзисторах доцільно використовувати параметр заряд включення. Наприклад, транзистор з = 20 нКл можна включити за 20 мкс струмом в 1мА і за 20 нс струмом в 1А. Зазначений параметр наводиться в довідниках і визначається виробником експериментальним шляхом.

Ключові МДН-транзистори характеризуються максимально допустимою швидкістю зміни напруги стік-витік (). При перевищенні зазначеної величини можливе спонтанне відкривання транзистора з непередбачуваними результатами. Є дві причини, які обумовлюють це обмеження:

· передача напруги на затвор транзистора через ємнісний дільник / під дією. Величину напруги на затворі, викликану зміною напруги при виключенні транзистора, можна оцінити за формулою:

(1.4).

· технологія виготовлення МДН-транзисторів призводить до формування паразитного біполярного транзистора (рис. 1.6). У результаті дії механізму, аналогічного вищеописаному, можливо спонтанне відмикання цього паразитного транзистора і перехід в режим пробою.

Рисунок 1.6 — Паразитні структури в МДН-транзисторі.

Для виключення цих ефектів слід точно дотримуватися рекомендацій виробника і прагнути до того, щоб джерело керуючого сигналу в ланцюзі затвора мало мінімальний внутрішній опір. При необхідності збільшення комутованої потужності можливе паралельне включення польових транзисторів (рис. 1.7).

Рисунок 1.7 — Схема паралельного включення польових транзисторів.

При цьому необхідно використовувати транзистори з близькими значеннями порогових напруг і встановлювати в ланцюзі затвора опору, покликані зменшити взаємний вплив транзисторів один на одного при виключенні.

1.4 Розробка методики розрахунку ключа на польових транзисторах Розробимо методику розрахунку двотактного ключа (рис 1.9).

Рисунок 1.9 — Схема ключа для розрахунку Початкові параметри:

· напруга живлення Е_с;

· резистор стоку R_c;

· струм насичення стоку в увімкненому стані I_c.нас.;

· крутизна характеристики польового транзистора S;

· напруга стік-витік U_св;

· ємність навантаження С_н;

· вхідна напруга рівня логічної одиниці U₁;

· порогова напруга U₀.

1 Розраховуємо струм насичення стоку за формулою:

(1.5).

2 Залишкове падіння напруги на транзисторі у увімкненому стані:

(1.6).

3 Розсіювана потужність на транзисторі у увімкненому стані:

(1.7).

4 Обираємо польовий транзистор виходячи з умов:

(1.8).

Для збільшення швидкості перемикання ключа значення ємностей транзистора повинні бути якомога менші.

5 Якщо на вхід подається рівень логічного нуля, тобто виконується умова.

(1.9).

то у схемі на рис. 1.9 транзистор VT закритий. Падіння напруги на транзисторі:

(1.10).

Вихідний опір ключа визначається за формулою.

(1.11).

6 Якщо на вхід подається рівень логічної одиниці, тобто виконується умова.

(1.12).

то транзистори VT (рис 1.9) відкритий. При цьому вихідний опір ключа визначається.

(1.12).

де — опір стік-витік у відкритому стані транзистора VТ1 (береться з довідників).

Вихідна напруга у увімкненому стані:

(1.13).

7 Вихідна ємність визначається за формулою:

(1.14).

де С_м — ємність монтажу (С_м=10 пФ).

8 Тривалість увімкнення ключа визначається за формулою:

(1.15).

9 Тривалість викнення ключа визначається за формулою:

(1.16).

2. РОЗРАХУНОК ПІДСИЛЮВАЛЬНОГО КАСКАДУ.

· коефіцієнт підсилення по напрузі K_U=27,.

· напруга на навантаженні U_н=17 (В),.

· опір навантаження R_н=1700 (Ом),.

· нижня гранична частота f_н=90 (Гц),.

· верхня гранична частота f_в=20 003,5 (Гц).

1. Виходячи з умов отримання максимального коефіцієнта корисної дії підсилювального каскаду приймаємо величину опору в ланцюзі колектора R_К рівною опору навантаження:

(2.1).

2. Знаходимо амплітудне значення колекторної напруги за формулою (2.2):

(2.2).

3. Розраховуємо струм спокою колектора за формулою (2.3):

(2.3).

4. Визначаємо величину мінімальної напруги джерела живлення за формулою (2.4):

(2.4).

Вибираємо найближче значення E_ж з ряду стандартних величин так, щоб виконувалася умова (2.5):

(2.5).

5. Обчислюємо значення максимального струму колектора за формулою (2.6):

(2.6).

6. Знаходимо потужність на навантаженні за формулою (2.7):

(2.7).

7. Проводимо оцінку потужності, що розсіюється на колекторі транзистора за формулою (2.8):

(2.8).

8. Користуючись довідником [8], вибираємо тип біполярного транзистора. Як критерій вибору використовуємо співвідношення (2.9):

(2.9).

де:

P_к.max — максимально допустима потужність, що розсіюється на колекторному переході транзистора;

— максимально допустима постійна напруга колектор — емітер;

I_к.max — максимально допустимий постійний струм колектора;

f_гр — гранична частота коефіцієнта передачі струму в схемі із загальним емітером.

Виходячи з вище наведених нерівностей обираємо транзистор КТ704Б (n-p-n) для якого умови (2.9) виконуються.

h_21е.min — мінімальне значення статичного коефіцієнта передачі біполярного транзистора в режимі малого сигналу в схемі із загальним емітером;

9. Розраховуємо опір резистора в ланцюзі емітера за формулою (2.10):

(2.10).

З ряду Е24 приймається найближче стандартне значення R_Е = 270 (Ом).

10. Визначаємо значення струму спокою бази транзистора за формулою:

(2.11).

11. Розраховуємо опори резистивного дільника, для чого вибираємо струм дільника I_д, що протікає по опорах R_Б1 і R_Б2 за формулою (2.12):

(2.12).

Знаходимо напругу спокою бази за формулою (2.13):

(2.13).

де,.

U_е — падіння напруги на емітерному переході U_е = 0,45…0,6 (В);

U_е.п — падіння напруги в ланцюзі емітера, визначається за формулою (2.14):

(2.14).

Визначаємо величину опору R_б2 за формулою (2.15):

(2.15).

З ряду Е24 приймається найближче стандартне значення R_б2 = 2,0 (кОм).

Визначаємо величину опору R_б1 за формулою (2.16):

(2.16).

З ряду Е24 приймається найближче стандартне значення R_б1 = 18 (кОм).

12. Розраховуємо коефіцієнт підсилення каскаду за формулою (2.17):

(2.17).

де, R_кн — опір каскаду за змінним струмом, визначається за формулою (2.18):

(2.18).

13. Знаходимо значення ємностей розділових конденсаторів за формулою (2.19):

(2.19).

З ряду Е24 приймається найближче стандартне значення C_р1 = 27 (мкФ). 14. Обчислюємо значення ємності шунтуючого конденсатора в ланцюзі емітера за формулою (2.20):

(2.20).

З ряду Е24 приймається найближче стандартне значення C_е = 100 (мкФ).

15. Визначаємо потужність, споживану каскадом від джерела живлення за формулою (2.21):

(2.21).

16. Обчислюємо коефіцієнт корисної дії каскаду за формулою (2.22):

(2.22).

Результати розрахунку елементів підсилювача за схемою з загальним емітером наведено в таблиці 2.1.

Таблиця 2.1 — Результати розрахунку підсилювача.

Проведемо моделювання схеми за допомогою програми Orcad. Схема моделювання подана на рисунку 2.1. Результат моделювання подано на рисунку 2.2.

Рисунок 2.1 -Схема моделювання схеми підсилювача.

Рисунок 2.2 — Результати моделювання схеми підсилювача.

Виконавши по розрахунковим даним схемотехнічне моделювання ми отримали графік, розходження якого з розрахованим по коефіцієнту підсилення не перевищує 10%. Розходження можна пояснити тим, що моделювання проводилося з аналогом транзистора КТ704Б, а не з самим транзистором. Отже можна стверджувати, що розрахунок був зроблений вірно. Результати розрахунків наведені в таблиці 2.1.

3. РОЗРАХУНОК ГЕНЕРАТОРІВ ІМПУЛЬСНИХ СИГНАЛІВ.

3.1 Розрахунок одновібратора.

· амплітуда вихідного імпульсу U_m2 = 17 (В);

· тривалість вихідного імпульсу t_і = 134 (мкс);

· період проходження імпульсів запуску Т = 184 (мкс);

· діапазон зміни температур (-50…+60) С;

· допустима нестабільність тривалості імпульсу =5,5 (%).

1. По тривалості і періоду визначаємо шпаруватість вихідних імпульсів за формулою (3.1):

(3.1).

2. Вибираємо напруга джерела живлення, яка повинна бути в 1,2…1,3 разу більше амплітуди вихідного імпульсу за формулою (3.2):

(3.2).

Обираємо стандартне значення Е_ж=21 (В).

3. По напрузі джерела і початковим даним вибираємо тип транзистора.

Виходячи з умови (3.3), вибирається транзистор.

електронний ключ транзистор синхронний.

(3.3).

Оберемо транзистор КТ361Г (p-n-p) [8], у якого Е_кдоп = 60 > 221.

Запишемо необхідні параметри транзистора:

4. Знаходимо тепловий струм колектора за формулою (3.4):

(3.4).

де t₀ — початкова температура, приймається для нормальних умов рівною 20 С. 5. Опір в колі бази визначаємо напругою джерела, тепловим струмом і заданою нестабільністю імпульсу за формулою (3.5):

(3.5).

З ряду Е24 приймається найближче стандартне значення R_б = 200 (кОм).

6. Опір в колекторному ланцюзі транзистора VT₂ визначаємо за відомим опором в базовому колі і мінімальному для даних умов коефіцієнту підсилення. Для стійкої роботи _дно вібратора при розрахунку повинна виконуватися умова (3.6).

(3.6).

де в_min — коефіцієнт підсилення при мінімальній температурі мінус 50 С. Він складає 60% середнього значення і визначається за формулою (3.7).

(3.7).

З ряду Е24 приймається найближче стандартне значення R_K2 = 2,4 (кОм).

7. Розрахуємо опір в колекторному колі транзистора VT₁ за формулою (3.8).

(3.8).

З ряду Е24 приймається найближче стандартне значення R_K1= 3,6 (кОм).

8. Визначимо опір в колі емітера за формулою (3.9).

(3.9).

З ряду Е24 приймається найближче стандартне значення R_е = 560 (Ом).

9. Розрахуємо опори подільника напруги R₁ і R₂, що встановлюють величину напруги зсуву на базі VT₁ та визначають положення робочої точки транзистора і початковий стан одно вібратора, за формулами (3.10) і (3.11).

(3.10).

З ряду Е24 приймається найближче стандартне значення R₁ = 68 (кОм).

(3.11).

З ряду Е24 приймається найближче стандартне значення R₂ = 15 (кОм).

10. Ємність конденсатора С_б залежить від багатьох параметрів і визначається за формулою (3.12).

(3.12).

Коефіцієнт Ь визначає співвідношення опорів в ланцюзі колектора транзистора VT₁, і визначається за формулою (3.13).

(3.13).

При середньому положенні регулятора напруги коефіцієнт Ь =1.

З ряду Е24 приймається найближче стандартне значення ємності конденсатора базового кола VT₂ С_б = 1 (нФ).

11. Замикаюча напруга транзистора VT₁ визначається за формулою (3.14).

(3.14).

12. Амплітуда напруги запускаючого імпульсу, що подається на вхід транзистора VT₁ одновібратора, визначається за формулою (3.15).

(3.15).

де R_г — внутрішній опір генератора запускаючих імпульсів, приймається рівним 0,51 (кОм); R_з — опір запускаючого транзистора у відкритому положенні, приймається рівним 51 (Ом).

Проведемо моделювання отриманої схеми у програмі Orcad. Схема моделювання подана на рисунку 3.1. Результати моделювання подано на рисунку 3.2. Результати розрахунку елементів одновібратора наведено в таблиці 3.1.

Рисунок 3.1 — Схема моделювання схеми одновібратора Рисунок 3.2 — Результати моделювання схеми одновібратора Висновки: виконавши по розрахунковим даним схемотехнічне моделювання ми отримали графік, на якому розходження між амплітудою вихідного імпульсу відрізняється від заданої теоретично амплітуди на:

Тривалість вихідного імпульсу на графіку більша за задану приблизно на 2 (мкс) тобто похибка тривалості імпульсу:

Час спадання фронту вихідного імпульсу від рівня 100% до 10% складає близько 3 мкс. Отже можна стверджувати, що розрахунок був зроблений вірно. Похибка має місце через незбігання транзисторів, які використовуються при моделюванні і для яких виконувався розрахунок, і наближеність розрахунків.

Таблиця 3.1 — Результати розрахунку одновібратора.

3.2 Розрахунок мультивібратора в автоколивальному режимі.

· Тип транзисторів — КТ358Б;

· нестабільність періоду коливань д_T =12 (%);

· Частота імпульсів, що генеруються f = 270 (Гц);

· Температура навколишнього середовища t_к = 43,5 (⁰C).

З довідника для транзистора КТ358Б (n-p-n) вибираються його параметри:

1. Розрахуємо напругу джерела живлення за формулою (3.16).

(3.16).

2. Зворотній струм при зміні температури визначимо за формулою (3.17).

(3.17).

де t₀ — температура в нормальних умовах роботи, рівна 20 ⁰C^..

3. Визначимо опори в базових ланцюгах за формулою (3.18).

(3.18).

З ряду Е24 приймається найближче стандартне значення R_б = 270 (кОм).

4. Визначимо опори в колекторних ланцюгах для симетричного мультивібратора за формулою (3.19).

(3.19).

З ряду Е24 приймається найближче стандартне значення R_К=10 (кОм).

При симетрії схеми тривалість імпульсу і паузи буде однаковою і рівною половині періоду, тобто Визначимо ємність базового ланцюга з формулою (3.20).

(3.20).

З ряду Е24 приймається найближче стандартне значення С_б=10 (нФ).

5. Визначимо дійсне значення періоду за формулою (3.21).

(3.21).

6. Визначимо значення дійсна частоти за формулою (3.22).

(3.22).

7. Визначимо відносну похибку частоти, що генерується, за формулою (3.23).

(3.23).

Таким чином, розрахункова частота не перевищує допустиме значення відхилення в 12%.

8. При несиметричному мультивібраторі період визначається за формулою (3.24).

(3.24).

Тривалість імпульсу t_і1 може бути визначена за формулою (3.25).

(3.25).

Тривалість імпульсу t_і2 може бути визначена за формулою (3.26).

(3.26).

Проведемо моделювання отриманої схеми у програмі Orcad. Схема моделювання подана на рисунку 3.3. Результати моделювання подано на рисунку 3.4. Результати розрахунку елементів автоколивального мультивібратора наведено в таблиці 3.2.

Рисунок 3.3 — Схема моделювання мультивібратора Рисунок 3.4 — Результати моделювання схеми мультивібратора Таблиця 3.2 — Результати розрахунку мультивібратора.

Висновки: виконавши по розрахунковим даним схемотехнічне моделювання ми отримали графік, який дещо відрізняється від теоретичного. Розходження між частотою отриманою на графіку і заданою частотою складає:

Отже можна стверджувати, що розрахунок був зроблений вірно. Похибка має місце через незбігання транзисторів, які використовуються при моделюванні і для яких виконувався розрахунок, і наближеність розрахунків.

3.3 Розрахунок «ГЛЗН».

Дано:

· U_м = 7,5 (В).

· t_роб = 21 (мс).

· t_зв = 8 (мс).

· Тип операційного підсилювача — К544УД1Б Розрахунок схеми (рис. 3.5) проводиться в наступному порядку.

Рисунок 3.5 — Схема ГЛЗН на операційних підсилювачах Для даного операційного підсилювача:

1. Розрахуємо величину вихідної напруги за формулою (3.27).

(3.27).

2. Приймаючи тривалість паузи, рівну тривалості негативної (зворотньої) напруги визначимо постійну часу еквівалентного кола за формулою (3.28).

(3.28).

3. Внаслідок того, що еквівалентний опір повинен бути більше вихідного опору ОП, розраховується значення R_экв з наступних умов: R_экв = (); R_экв > R_нminОП = 2 кОм. Приймається R_экв = 5 кОм.

4. Визначаємо ємність інтегруючого конденсатора за формулою (3.29).

(3.29).

З ряду Е24 приймається найближче стандартне значення С=3,9 (мкФ).

5. З умови отримання інтервалу t_роб = t_і3 = 21 (мс) знаходиться постійна часу за формулою (3.30).

(3.30).

6. Визначаємо опір резистора R₂ за формулою (3.31).

(3.31).

З ряду Е24 приймається найближче стандартне значення R₂=13 (кОм).

7. Розраховуємо опір резистора R₁ за формулою (3.32).

(3.32).

З ряду Е24 приймається найближче стандартне значення R₁=8,2 (кОм).

8. Для виключення впливу ланцюга R3 — R4 на постійну часу перезаряду конденсатора С, вибирається опір резистора R3 з умови R3 >> R2. Приймаємо R3 = 2 (МОм).

9. Визначимо опір резистора R4 за формулою (3.33).

(3.33).

З ряду Е24 приймається найближче стандартне значення R₄=500 (кОм).

10. Діод VD може бути будь-якого типу із зворотною напругою більшою, ніж 2Е_огр. Перевага повинна бути віддана діодам з меншим прямим падінням напруги. Вибираємо діод типу КД522 В.

Проведемо моделювання отриманої схеми у програмі Workbench. Схема моделювання подана на рисунку 3.6. Результати моделювання подано на рисунку 3.7. Результати розрахунку елементів ГЛЗН наведено в таблиці 2.3.

Рисунок 3.6 — Схема моделювання ГЛЗН Рисунок 3.7 — Результати моделювання схеми ГЛЗН Таблиця 3.3 — Результати розрахунку ГЛЗН.

Висновки: в результаті моделювання ми отримали графік, на якому розбіжність між робочим фронтом імпульсу ГЛЗН і заданим в завданні складає:

Отже можна стверджувати, що розрахунок був зроблений вірно. Похибка має місце через незбігання ОП, які використовуються при моделюванні і для яких виконувався розрахунок, і наближеність розрахунків.

4. РОЗРАХУНОК ТРИГЕРА.

Дано:

· амплітуда вихідного сигналу U_m = 15 (В);

· максимальна частота перемикання f_{пер.мах} = 80 (кГц);

· колекторний струм I_кн = 18 (мА).

1. Вибираємо напругу джерела колекторного живлення за формулою (4.1).

(4.1).

Приймаємо Е_ж = 18 (В).

2. Тип транзистора вибирається з умов (4.2).

(4.2).

Виберемо транзистор типу КТ207А (p-n-p) [7], параметри якого наступні:

3. Визначимо опір в колекторному колі за формулою (4.3).

(4.3).

З ряду Е24 приймається найближче стандартне значення R_к=1,0 (кОм).

4. Визначимо величини прискорюючих ємностей за формулою (4.4).

(4.4).

де — постійна часу коефіцієнта посилення струму емітера, яка визначається співвідношенням (4.5).

(4.5).

Підставляючи в (3.4) довідкові і розраховані раніше величини, отримаємо розрахункові значення прискорюючих конденсаторів.

З ряду Е24 приймається найближче стандартне значення С=470 (пФ).

5. Визначаємо опір в колі бази за формулою (4.6).

(4.6).

З ряду Е24 приймається найближче стандартне значення R_б=10 (кОм).

6. Визначаємо напругу зсуву за формулою (4.7).

(4.7).

Приймаємо Е_б = 0,2 (В). 7. Опір зв’язку R_с визначається шляхом сумісного рішення рівнянь (4.8) -(4.10).

(4.8).

(4.9).

(4.10).

З ряду Е24 приймається найближче стандартне значення R_с=7,5 (кОм) Проведемо моделювання отриманої схеми у програмі Orcad. Результати моделювання подано на рисунку 4.2. Результати розрахунку елементів тригера наведено в таблиці 4.1.

Рисунок 4.1 — Схема моделювання симетричного тригера Рисунок 4.2 — Результати моделювання схеми симетричного тригера Таблиця 4.1 — Результати розрахунку тригера.

Висновки: виконавши по розрахунковим даним схемотехнічне моделювання ми отримали графік, в якому мають місце спотворення, але його форма і амплітуда відповідають заданим. Амплітуда логічної одиниці складає 16,4 В, що на 1,5 В більше за задану. Розбіжності можна пояснити округленнями під час обчислень, використанням при моделюванні не тих транзисторів для яких проводився розрахунок.

ВИСНОВКИ В результаті виконання курсової роботи було розглянуто основну інформацію по електронним ключам та розроблено методику розрахунку електронного ключа на польових транзисторах.

Також проведено розрахунок підсилювального каскаду, тригеру та імпульсних пристроїв: одновібратора, мультивібратора та генератора лінійно-змінної напруги. Для всіх розрахованих схем було проведено моделювання у програмах «Orcad» та «Electronics Workbench».

В результаті моделювання було виявлено деякі розбіжності між очікуваними і отриманими результатами, але ці розбіжності лежать в допустимих межах. Це свідчить про досить точний розрахунок параметрів, які забезпечили нормальне функціонування схем при моделюванні.

ПЕРЕЛІК ПОСИЛАНЬ.

1. В. Г. Гусев, Ю. М. Гусев. Электроника. Москва, «Высшая школа», 1991.

2. Сенько В.І. Електроніка і мікросхемотехніка.

3. Олександренко А. Г. Шатурик І.Н Мікросхемотехніка — М.: Радио, 1982.

4. Голденберг Л. М .Импульсние устройство — М.: Радио и связь, 1981.

5. СтепаненкоИ. П. Основи мікроелектріки — М.: Сов радио, 1980.

6. Павлов С М. Схемотехніка (імпульсна техніка) Вінниця ВНТУ, 1998.

7. Аксенов А. И. Элементы схем бытовой радиоаппаратуры. Диоды. Транзисторы: Справочник / А. И. Аксенов, А. В. Нефедов, А. М. Юшин. — М.: Радио и связь, 1992 г.

8. О. П. Григорьев, Транзисторы: Справочник / О. П. Григорьев, В. Я. Замятин — М.: Радио и связь, 1989.

9. Кудрявцев И. А. Электронные ключи: Учебное пособие / Кудрявцев И. А. Фалкин В.Д. — Самара: гос. аэрокосм. ун-т. Самара, 2002 — 24 с.

10. Ицхоки Я. С. Импульсные и цифровые устройства / Ицхоки Я. С., Овчинников Н. И. — М.: «Советское радио», 1972 — 592 с.