Многопозиционная фазовая модуляція в системах супутниковому зв'язку з МДЧ

1. Опис системы.

Зробимо стисле опис системы.

Щоб якось забезпечити зв’язок між різним кількістю объектов,.

що є з великої відстані один від друга часто наибо;

лее доцільно використовувати системи супутникового связи (CCC).

Принцип зв’язку з допомогою штучних супутників Земли (ИСЗ).

залежить від передачі сигналів з одного чи навіть кількох зем;

ных станцій (ЗС) на ШСЗ із подальшою ретрансляцією всем.

ЗС системы. Устройством, осуществляющем прийом сигналов.

від передающей (-их) ЗС, их посилення і передачу в направлении.

приемной (-ых) ЗС, є бортовий ретранслятор (БРТР) рас;

призначений на ИСЗ.

Поняття МНОГОСТАНЦИОННОГО ДОТУПА.

Ширина смуги частот БРТР ШСЗ становить окло 400−500 МГц.

Ця смуга ділиться на 10−12 частотних диапазонов, которые.

називаються СТВОЛАМИ. В кожному изтаких стовбурів можна обеспе.

чить ретрансляцію десятків і навіть сотень сигналів различных.

ЗС.Но така «одночасна «ретрансляція щодо одного стволе.

требует, чтобы сигналам кожної ЗС присвоїли определенный.

признак, по якому вони различаться. Существует нес;

колько таких ознак кожен із визначає соотве;

тствующий спосіб многостанционного доступу (МД). Застосовую переважно три виду МД:

— МД З ЧАСТОТНИМ ПОДІЛОМ КАНАЛІВ (МДЧР).

— МД З ТИМЧАСОВИМ ПОДІЛОМ КАНАЛІВ (МДВР).

— МД З КОДОВОЮ ПОДІЛОМ КАНАЛІВ (МДКР).

Відповідно до ТЗ у цій роботі розглядається ССС, ис;

яка використовує МДЧР з рівномірної розстановкою частот сигналов.

МДЧР передбачає присвоєння сигналам кожної ЗС своей.

несучою частоты. Несущие частоти розносяться так, чтобы спек;

тры відповідних коливань не перекрывались:

f1 f2 f3 fN.

fс — ширина смуги частот сигналу однієї ЗС.

fзащ — захисний проміжок між сигналами сусідніх ЗС.

fств — ширина смуги частот, отведенная даному стволу.

Усі космічні канали зв’язку у першому наближенні можна як канали гауссовского типа. Это припустимо, що у космічних каналах зв’язку годі й рахуватися з ефектом многолучёвости, а можливі флуктуації сигналу через випадкових змін положень антен ШСЗ на траєкторії порівняно невеликі і можна учесть, выбрав відповідний коефіцієнт запасу (див. 3 стор 342).

Отже маємо лінію зв’язку «ИСЗ-Земля «з вільним поширенням сигналів і гауссовский канал связи.

2.Выбор показників якості системы.

Важливе завдання на є вибір критеріїв і показників якості (ПК) системи. ПК — це параметры, которые визначальні щодо оцінки якості роботи системы. ПК може лише такий зовнішній варьируемый параметр, который пов’язані з якістю системи суворо монотонної зависимостью.Т.о. ми можемо б сприйняти як ПК колличество земних станцій (N) ситемы, ретранслируеммых щодо одного стовбурі БРТР.

3.Понятие рівняння связи.

Маючи вихідні данные, можно висловити своє ставлення сигналу ні галасу Qс на вході приёмника як функцію параметрів системы.Т.о. величина Qс має відношення до сигналу, який прийшов на вхід приёмника.

Поставивши виглядом сигналу (нехай буде ФМн сигнал), можна визначити НЕОБХІДНА ставлення сигнал/шум Qтр на вході приёмника, при якому забезпечується необхідна швидкість передачі. Розмір Qтр має безпосередній стосунок до ПРМ.

У реальних умов необхідно принимаить до уваги вплив межсимвольных искажений, неидеальность синхронізації, нестабільність порогів в вирішальних пристроях тощо. З цих причин величину Qтр необхідно збільшувати і можна буде функціонально зв’язати всіх параметрів системи з допомогою условия, называемого РІВНЯННЯМ ЗВ’ЯЗКУ: Qс>=Kc*Qтр, где Кс — коефіцієнт запаса, учитывающий вплив всіх таких несприятливих факторов. Обычно Кс приймається рівним 2—4.(см 1). Выолнение цього рівняння буде означать, что енергетика лінії дозволяє забезпечити задані требования. Определение конкретних значень Qс і Qтр проводиться на стадії енергетичного розрахунку лінії связи.(см.1).

4.Энергетический расчет.

У ідеальному вільному просторі ставлення середньої потужності сигналу на вході ПЗМ до середньої потужності шуму, учитываемой в полосе, занимаемой спектром сигнала, равно:

Pпд *КПА1 *КПА2 *G1*Sэ.

Qc ид.=(Pc/Pш)ид.= —————————————————— 4*п*r²*Nо сум*дf «э.

тут: — Pпд =10 Вт (см.ТЗ) — потужність БРТР.

— G1=Ga/КПД=1000/0.75=1333 -КНД антени БРТР.

(Коефіцієнт спрямованого дії визначається ставленням коефіцієнта посилення антени Ga=30Дб (см.ТЗ) до коефіцієнта її корисної дії, який звичайно становить 0.6—0.8.При розрахунку належить КПД=0.75(30Дб=1000).

— КПА1, КПА2 — коефіцієнти, що характеризують втрати у антенних трактах систем, які залежить від довжини антенно-фидерных трактах, которые з'єднують антену з ПЗМ в приёмнике і антену з ПРД в передавачі, наявності розділювальних фитльтров в трактах тощо. Значення КПА1 і КПА2 зазвичай становлять 0.95—0.4 (см1.стр41).Примем КПА1 і КПА2 рівними середньому від цього інтервалу значенням: 0.65.

— Sэ=(КИП*п*D²)/4 — ефективна площа раскрыва антени ПЗМ, де КВП — коефіцієнт використання антени ПРМ. Для реальних параболічних антен КВП становить 0.5 — 0.75 (теореоичеки ідеальне значення: 0.83) (см. 6 стр377), п=3.1 415 926, D=7м — діаметр антени ПЗМ ЗС (ТЗ); т.а. Sэ= 23 м².

— r=36 000 000 м² — довжина лінії зв’язку (вважатимемо, що ШСЗ перебуває в геостаціонарної орбіти, т.к. з погляду економічності пристроїв антенних систем — це комусь вигідно, щоправда призводить запуск на геостаціонарну орбіту — дорожче, аніж еліптичну (см. 1 стр18)).

— Nо торб =(1.38*10^(-23))*Тш — сумарна спектральна щільність шуму на вході ПЗМ, де Тш — результуюча шумове температура на вході ПЗМ, Тш=Тк+ Тат+Тз+Тша+Тв+Тш ін /КПМВ, де КПМВ — коефіцієнт передачі потужності волноводного тракту (КПМВ зазвичай становить 0.75) Тв=То*(1-КПМВ/КПМВ)=91 До —шумове температура (ш.т.) волноводного тракту; ——Тш ін — ш. т. ПЗМ (в таблиці Тш ін позначений як Тш порівн, рівна середньої температурі з приведених в таблиці інтервалів ш. т. щодо різноманітних типів підсилювачів див. нижче); Тк — ш. т. космосу, Тз= 2.9 — ш. т. Землі (при условии, что потужність бічних пелюсток ДН ПЗМ ЗС в 100 разів менша головного) Тат — ш. т. атмосфери (70 — 150 До), Тша — ш. т. антени. Приймемо, що Тк+Тат+Тз+Тша =100 До, тоді при мінливому типі підсилювача матимемо різні Тш, отже й різних значень сигнал/шум.

— дfэ — еквівалентна шумове смуга ПЗМ ЗС, визначене шириною спектра сигналу. Т.к. швидкість передачі при многопозиционном сигналі (М положень фази, під час розгляду ФМн сигналів) R=(log (M))/t, де t — тривалість елементарної посилки, і т.к. ширина спектра сигналів одного каналу дfс=1/t, то ширина спектра сигналів всієї станції дfст, рівна дfэ=(R/log (M))*N, де N=50 — колличество телефонних каналів в одній ЗС, R= 64 Кбіт/с — стандартна швидкість передачі цифрового повідомлення. Величина М в таблиці (див. нижче) изменяет.

У реальних умов фактичне ставлення сигналу ні галасу на вході ПЗМ зменшується проти ідеальним у зв’язку з :

— втратами потужності Lа рахунок неточного.

наведення антен ПРД і ПЗМ; зазвичай значення Lа лежать у інтервалі 0.9 — 0.8 (від -0.5 до -1 дБ).Пусть Lа= 0.8 (см. 1 стор 41).

—втратами Lальфа рахунок поглинання і розсіювання енергії сигналу через неідеальності властивостей середовища (осадки, туман, угол місця антенны, рабочая частота…); Значення Lальфа належить інтервалу 0.8 — 0.5,что становить близько -1 — -3 дБ. Пусть Lальфа=0.6.

— втратами поляризації Lп, виникаючими через невідповідність поляризаций антен ПРД і ПЗМ. Lп становить від -0.5 до -3 дБ, что відповідає 0.5—0.9.

Т.а. фактичне ставлення сигналу ні галасу Qc факт. буде зацікавлений у Lа*Lалфа*Lп=0.8*0.6*0.6=0.288 разів менша (см. табл.).

Визначимо Qтр — необхідну, задоволення заданої точності прийому (Рош), ставлення сигналу ні галасу, що має бути на вході ПЗМ. У цьому розглядаються М-ичные ФМн сигналы:

— для двійкових сигналів вираз для Qтр має вид:

Qтр=2*ln (½*Рош)/Бс*(1-Рs).

— для М-ичных сигналів :

Qтр=(ln ((M-1)/M*Рош))/sin²(п/М), (Бс=1),.

де Бс=t*дfc — база сигналу (для ФМн сигналів Бс=1), t — тривалість посилки сигналу (тривалість інформаційного символа), дfс — ширина спектра сигналу, Рош=0.1 — задана в ТЗ ймовірність помилки при прийомі сигнала.

У реальних умов необхідно ухвалити до уваги вплив межсимвольных искажений, неидеальность синхронізації, нестабільність порогів в вирішальних пристроях тощо. Тому величину Qтр необхідно збільшувати в Кс (2—4) разів, і для успішного прийому необхідним є дотримання соотношения:

Qc>=Kc*Qтр

Результати розрахунку по формулам для Q з ид, Qc факт, Qтр, і навіть перевірка виконання вищевказаного умови наведені у наступній таблиці:

З представленої таблиці видно, що за даної системі з енергетичних міркувань можна використовувати ФМн-сигналы з М рівним 2,4 і лише частково 8.

4. Розрахунок показника якості системы.

Показником якості даної системи є колличесво земних станцій, ретрансльованих щодо одного стовбурі БРТР (N).

У випадку N=fствола/fстанции, где.

—fствола — смуга частот, відведена на одне стовбура. дfствола=70 МГц (см. ТЗ.).

— fстанции — ширина спектра сигналу однієї ЗС, ретранслируемой у цьому стовбурі. fстанции=fс*Nк, (Nк=50 — число телефонних каналів в одній ЗС (см. ТЗ.), дfс — ширина спектра сигналів одного каналу). Т.к. fс=R/log M (де R=64 кбіт/с), то fстанции=Nк* *(R/log M)=64 000*50/log M.(здесь, ранее і далі log має підставу 2, крім випадків, де вона не обумовлено отдельно).

Далі приведено таблиця розрахунку значень N залежно від різних М :

Кратність ФМ-сигнала fстанции, кГц N.

2 3200 21.875.

4 1600 43.75.

8 1066.667 65.625.

У своєму прагненні досягти максимуму показника якості N, природно вибрати сигнал ФМн з М=8 (N=65).

5. Про побудові ФМ і АФМ сигналов.

У основу принципів побудови ФМ сигналів закладено формальне розташування m сигнальних точок на окружності з радіусом R, що залежить від потужності (енергії посилки) сигнала, на рівних відстанях з кутовим інтервалом 2*/m радіан. Приклади сукупностей сигнальних точек-векторов для випадків m=2,4,8,16:

а) б) в) г).

Коли посилці передається гармонійне коливання з параметрами a, тогда.

____________________.

T.

__ __ __.

R=/E= a²*sin²(*t+)dt =a*/ T/ / 2.

Дане значення R збігаються з евклидовым відстанню між центром окружності і будь-яка точкою у ньому. Для 2-х позиційного ФМ сигналу (рис. а) відстань між сигланьными точками 2*/E — це максимально можливе відстань між точками кола з радіусом /E. Воно повністю визначає потенційну стійкість перед перешкодами даної 2-х позиційної системы.

Відстань між двома гармонійними сигналами S1 і S2 тривалістю Т1 несхожими за фазою на кут.

d=(S1,S2)= (S1(t)-S2(t))^2dt = (a*sin (*t+)-a*sin*t)^2dt =.

______________ ____ _______.

=/ (a²)*T (1-cos) =/2*E */1-cos, где E=(a²)*T/2.

Нижче приведено таблиця розрахунків рассояний dm між найближчими варіантами сигналу в m-позиционных системах з ФМ і лобіювання відповідних програшів (щодо мінімальної сигнальному відстані), поточної системи двухпозиционной (див. 7 стор 49.):

Кратність маніпуляції До Кількість фаз m Мінімальна разнсть фаз Мінімальна евклидово відстань між сигналами dm d2/dm, дБ.

1 2 2*/E 0.

2 4 /2 /2*E=1.41*/E 3.01.

3 8 /4 /(2-/2)E=0.765/E 8.34.

4 16 /8 /(2—/2+/2)E==0.39/E 14.2.

5 32 /16 /(2—/2+/2+/2)E==0.196/E 20.2.

Рівномірний розміщення всіх сигнальних точок на окружності, тобто. використання равномощных сигналів, відмінних лише фазою, є оптимальним лише 2-х, 3-х і 4-х позиційних випадків. При m>4 оптимальними будуть неравномощные сигнали, що окрім відмінності за фазою мають відмінність за амплітудою. Розміщені вони рівномірно, зазвичай всередині окружності, радіус визначається максимально припустимою енергією сигналу. З погляду теорії модуляції такі сигнали ставляться до сигналам з комбінованої модуляцією, коли він одновременнo змінюється кілька параметрів сигналу. У разі амплітуда і фаза (сигнали з амплитудно-фазовой маніпуляцією АФМн). Найпростіший принцип побудови сигналів з АФМн у тому, що сигнальні точки розміщуються двома концентричних кіл. Проте, цей нелегкий шлях який завжди призводить до оптимальному результату. Наприклад: 8-місячного позиційний сигнал з АФМн:

___.

4 сигналу розміщені окружності з радіусом R=/E, а 4 на окружності r.

МІНІМАЛЬНЕ ВІДСТАНЬ У ТАКИЙ СИСТЕМИ d8=0.86/E, ЩО БІЛЬШЕ, НІЖ d8 ФМн.

Далі розглянемо 16-позиционные АФМн-сигналы.

Відстань між найближчими сигнальними точками у 16 позиційної ФМн системі d16=0.39/E, що він відповідає програшу в 14.2 дБ проти 2-х позиційної (див. посл. табл.). У крузі такого радіуса можна побудувати кращу систему сигналів з АФМн. Прикладом побудови такої системи є система, що має нечётные сигнали рівномірно розміщені окружності великого радіуса з інтервалом /4, а чётные — з тим самим інтервалом на окружності меншого радіуса, але із загальним зрушенням за фазою щодо нечётных на кут /8:

Оптимальний співвідношення між радіусами R/r=1.587. У цьому відношенні мінімальне відстань між сигналами d16=0.482/E. Отже мінімальне відстань між сигналами у 16 позиційної АФМн сигналі більше, ніж у аналогічної ФМн. Отже і стійкість перед перешкодами в 16-типозиционной АФМн системі вище в такому розташуванні векторів, ніж у аналогічної ФМн системі, при рівномірному розміщення сигнальних точок на окружности.

Іншим яскравим прикладом 16-ти позиційних АФМн сигналів є система, у якій сикнальные точки розміщені в вузлах квадратної решетки:

Мінімальна відстань між сигнальними точками (d16=0.47/E) хоч і від, аніж у попередньому прикладі, то такий сигнал зручний з погляду практичної реализации.

За всіх свої гідності АФМн сигнали мають досить серйозний недолік — це неравномощность варіантів. Через це виникають певні труднощі як із їх передачи (особенно за наявності нелінійних перетворень, які зазвичай мають місце, наприклад на БРТР), і при оптимальної обробці. З цих причин в аналізованої тут системі думати переходити від 8-місячного позиційних ФМн сигналів до аналогічним АФМн (хоча слід зазначити щодо вагоме перевага останніх по помехоустойчивости). Проте, у разі, якщо потрібно щодо одного БРТР ретранслювати число станцій більше, ніж 65 (при Pош=const), то доведеться зробити перехід до сигналам з шістнадцятьма позиціями фази, т.к. за умов зростання m в сигнали з ФМн, при рівномірному розташуванні сигнальних точок на окружнсти, різко погіршується помехоустйчивость. 8-місячного позиційні сигнали АФМн частенько нахoдят застосування саме з цієї причине.

6. Приймач земної станции.

У випадку спектр повідомлення на вході приймача ЗС виглядає наступним образом:

Потрібна виділити сигнали від транспортування кожної станции, следовательно необхідний блок полосовых фильтров:

Спрощена структурна схема приймача ЗС:

позначення на схемою: Ф-высокочастотный фільтр, УВЧпідсилювач високої частоти (параметричний, ЛБВ тощо.), РМ — змішувач (перетворювач частоти; залежно від ширини спектра сигналу і несучою частоти можливо одне, чи навіть три перетворення частоти; обмежимося у цьому приймальнику одним ПЧ, Якщо ж отриманої у своїй вибірковості по дзеркального каналу загалом тракті не вистачить, доведеться переходити на 2-х кратну ПЧ тощо.); Ргетеродин; ПФ — смугові фільтри; т.к. їм потрібно висока крутість АЧХ, то зазвичай у ролі ПФ використовуються фільтри Чебишева чи Баттерворта високого порядку; УПЧ — підсилювачі проміжної частоти: у яких здійснюється основне посилення, смуга пропускання УПЧ fупч=fстанции+fнест, гдеfнест=0.1—0.1 — запас на нестабільність частоты. Пустьfнест=0.1, тоді fнест=0.1*fo =0.1*11 Ггц; ОДзагальний демодулятор, РУ — вирішальне пристрій; ТСК — тимчасової селекторный каскад (у ньому відбувається поділ каналів); КБ — канальні демодуляторы, які виділяють повідомлення; Груд. — ЦАП.

Розглянемо роботу деяких вузлів приймача більш подробно.

1) Загальний демодулятор.

На інтервалі тривалістю Т з сукупності відомих равномощных сигналів S1(t), S2(t),…, Sm (t) (у разі m=8) переданим вважається сигнал Si (t), если.

x (t)*Si (t)dt>x (t)*Sj (t)dt.

j=1,2,…m. і не одно j.

де х (t) — ухвалений сигнал (1).

Оскільки який приймає сигнал — ФМ, то що входять до (1) опорні сигнали Sj є гармонійні коливання з відповідними початковими фазами Sj= sin (t + j); j=1,2,…, m.

Загальна схема когерентного демодулятора з ФМ m=8 [7,стр.95].

Схема містить m=8 корреляторов вирішальна пристрій порівняння і вибору максимального з виходів корреляторов. Питання реального формування опорних коливань описані у (7)Число опорних колебанийи відповідно корреляторов в демодуляторе сигналів з ФМ менше, ніж число варіантів фази. Кількість опор многопозиционных ФМ сигналів може бути зведене до двох, якщо застосувати відповідний вычислитель.

Нехай є пакунки прийнятого сигналу x (t) і квадратурных опорних коливань із довільною початковій фазою про, т. е.

Xo=x (t)*sin (t+o).

(2).

Xo=x (t)*cos (t+о).

Тоді кожній із інтервалів: які входять у алгоритм (1), можна через (2) по формуле:

Vi=Xo*cos (j-o) +Yo*sin (j-o) (3),.

отже загальна схема когерентного демодулятора сигналів з многопозиционной ФМн то, можливо представленій у наступному виде:

У цій схемі автономний генератор і фазовращатель на /2 виробляють квадратурные опорні коливання із довільною початковій фазою про; в 2-х корреляторах обчислюються проекції прийнятого сигналу для цієї опорні коливання, в обчислювачі за такою формулою (3) обчислюються значення Vj, та був визначається максимальне їх. Робота схеми необхідні точні значення разностей j-o між фазами варіантів принимаеиого сигналу і фазою опорного коливання в корреляторах. Ці різниці фаз після їх перебування уводять у вычислитель.

Докладні інформацію про роботі демодуляторов сигналів з багато позиційної ФМ можна знайти у [7].

2) Система синхронизации.

У системі синхронізації є подсистемы:

а) підсистема тактовою синхронизации;

б) підсистема, обслуговує декодер (ЦАП);

в) підсистема, управляюча поділом каналов.

7. Облік недоліків МДЧР при рівномірної розстановці частот сигналов.

При МДЧР внаслідок одночасного впливу багатьох сигналів на нелінійний вихідний підсилювач потужності стовбура ретранслятора, виникає чимало небажаних ефектів: знижується загальна корисна потужність не вдома РОЗУМ; з’являються интермодуляционные спотворення через нелінійності амплітудної характеристики РОЗУМ, відбувається взаємне придушення сигналів. Ці недоліки призводять до зниження пропускну здатність систем, під якої розуміємо число станцій (сигналів), обслуговуваних одним стволом БРТР.

Сигнал, котрий обіймає середнє становище у смузі частот стовбура, при рівномірному розподілі потужностей сигналів перебуває у найгіршому становищі, бо в на нього припадає найбільший рівень интермодуляционных спотворень Якщо потрібно вирівняти стійкість перед перешкодами приймачів різних станцій, такий розподіл потужностей сигналів має бути прийняте неравномерным.

8.

Заключение

.

У курсовому проекті дано стисле опис супутникового системи через відкликання МДЧР з рівномірної розстановкою частот сигналів; досить докладно виконано розділ, присвячений вибору сигналу і перспектив участі застосування цієї системи сигналів з АФМ; менш докладно розглянуті питання прийому обраного сигналу. Більше повні інформацію про тих чи інших розділах даної роботи можна з відповідних першоджерел, які вказані по тексту.

ТЕХНІЧНЕ ЗАВДАННЯ НА ККК.

1. Тип системи: СБС з МДЧР.

2. Кількість телефонних каналів на даної земної станції (ЗС) — 50.

3. Середня частота роботи ретранслятора (РТР).

fo =11 ГГц.

4. Можливість помилки на 1 символ:

Рош=10^(-5).

5. Коефіцієнт посилення антени бортового РТР.

Ga прд =30 дБ.

6. Діаметр антени приймача ЗС.

Da прм=7 м.

7. Ширина смуги частот, відведена стовбуру f ств=70 Мгц.

8. Потужність бортового ПРД.

Р прд=10 Вт.

1. «Проектування систем передачі цифрової інформації. «під ред. Пенена П.И.

2. «Проектування багатоканальних систем передачі «Когновицкий Л.В.

3. «Основи технічної проектування систем зв’язку через ШСЗ ». Фортушенко А. Д. і др.

4. «Довідник Супутниковий зв’язок і мовлення. «під ред. Кантора Л., 1988 г.

5. «Системи передачі цифрової інформації «.Пенин П.И.

6. «Антени і устрйства НВЧ ». Сазонов Д.М.

7. «Цифрова переадача інформації фазомодулированными сигналами ». Окунев Ю.Б.

8. «Стійкість Перед Перешкодами і ефективність СПИ «під ред, Зюко А.Г.

9. «Оптимізація по пропускну здатність сисем зв’язки й з частотним поділом ». Когновицкий Л. В. Касымов Ш. И. Мельников Б.С.

КУРСОВОЙ ПРОЕКТ.

ПО КУРСУ.

СИСТЕМИ ПЕРЕДАЧІ ИНФОРМАЦИИ.

НА ТЕМУ.

" МНОГОСТАНЦИОННЫЙ ДОСТУП С.

ЧАСТОТНИМ ПОДІЛОМ КАНАЛІВ. «.

ФАКУЛЬТЕТ РТФ.

ГРУПА Р-8−91.

СТУДЕНТ АСАТРЯН С.Р.

КЕРІВНИК КОГНОВИЦКИЙ Л.В.