Bachelor

1.Анализ технічного задания.

2.Выбор та обґрунтування структурної схеми устрою защиты.

3. Опис принципу роботи устройства.

4. Реалізація структурної схеми устройства.

5.Расчет окремих елементів схемы.

6. Моделирование.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

.

СПИСОК ВИКОРИСТАНИХ ИСТОЧНИКОВ 38.

ПРИЛОЖЕНИЯ.

Аналіз різних способів отримання конкурентів дозволив встановити, що підслуховування телефонних переговорів деяких випадках може бути однією з ефективних способів несанкціонованого доступу до конфіденційної комп’ютерної інформації. Це тим, що на даний час обміну інформацією телефоном є дуже поширеним та практично завжди, коли абонентам непотрібен письмового документи й є можливість скористатися телефонної зв’язком, вони нею користуються. Навіть у випадках, коли потрібно письмовий документ, абоненти досить часто ведуть телефоном попередні переговоры.

Запобігання перехоплення мовної інформації може здійснюватися з допомогою приладів щоб поставити загороджувальною помехи.

Ці прилади призначені за захистом телефонних ліній практично з всіх видів прослуховуючих пристроїв. Досягають цього шляхом подмешивания в лінію різноманітних додаткових сигналів (загороджувальна перешкода) і зміни стандартних параметрів телефонній лінії (зазвичай, у розумних межах змінюється стала складова напруги на лінії струм в ній) переважають у всіх режимах роботи. А, щоб перешкода на лінії теж не надто заважала розмові, вона компенсується перед подачею на телефонний апарат власника приладу. Щоб уникнути аналогічних незручностей, для далекого абонента, перешкода підбирається з сигналів, які загасають у процесі проходження лінії чи легко фільтруються абонентським комплектом апаратури міської АТС. Для «хорошого» впливу перешкоди на апаратуру перехоплення, її зазвичай, у кілька разів, котрий іноді на порядки перевищує рівень корисного (мовного) сигналу в линии.

Зазначені перешкоди зазвичай впливають на вхідні каскади, каскади АРУ, вузли харчування апаратури перехоплення, що виявляється в перевантаження вхідних ланцюгів, виведення їх із лінійного режиму. Як наслідок, зловмисник замість корисною інформації чує шуми у наушниках.

Деякі види перешкод дозволяють впливати на телефонні радиоретрансляторы в такий спосіб, що усунення чи «размытие» несучою частоти передавача, різкі стрибки частоти, знеформлення високочастотного сигналу, перемодуляция, постійний або періодичне зниження потужності випромінювання. З іншого боку, може бути «обман» системи прийняття рішення, вбудованої у Красноярську деякі види перехватывающих пристроїв, і переклад в «хибне стан». У такі устрою починають марно витрачати свої обмежені, наприклад, звуковий носій чи елементи харчування. Якщо нормальному режимі якийсь передавач працював періодично (лише за телефонних переговорах), а автоматична система реєстрації включалася лише за наявності радіосигналу, нині вона працює постійно зростає і зловмиснику доводиться вдаватися до послуг оператора відділення корисною інформації (якщо вона залишилася), що найчастіше то, можливо неприемлемо.

Усе свідчить про високої ефективності захисту, забезпечувана постановниками загороджувальної перешкоди, але й їм притаманні деякі недостатки.

Постановники загороджувальної перешкоди забезпечують захист телефонної лінії лише з ділянці від самої приладу, якого підключається штатний телефонний апарат, до міської АТС. Тому залишається небезпека перехоплення інформації з боку незахищеною лінії протилежного абонента і самої АТС. Оскільки частотний спектр перешкоди розташовується вище частотного спектра мовного сигналу, теоретично досить легко очистити корисний сигнал від помехи.

Попри такі серйозні недоліки, постановники загороджувальних перешкод отримали, мабуть, найбільшого поширення серед усіх інших напрямів техніки, настановленим захисту телефонній лінії. Однією з причин їхнього такий популярності необхідно купівлі лише одну приладу за захистом свого «плеча» телефонній лінії, але це — істотна економія средств.

Якщо чітко уявити завдання, розв’язувані цими приладами, то виявляється, що де вони захищають від апаратури прослуховування, встановленої безпосередньо на АТС. Не захищають які й від спеціальної апаратури, що має досить великі габарити і застосовуваної, зазвичай, стаціонарно. Проте, така апаратура є тільки в професіоналів із спецслужб і недоступна більшості потенційних зловмисників, тому ймовірність перехоплення інформації такими способами достатня низька й нею можна знехтувати. Зате кращі зразки постановників перешкоди дуже ефективно протистоять панівною малогабаритній техніці перехоплення, ймовірність установки чим лінію істотно выше.

Знаючи принципових недоліках, розробники намагаються компенсувати їх забезпеченням комплексного підходу до розв’язання проблеми захисту телефонній лінії. І тому у складі приладів вводяться системи для виявлення несанкціонованих підключень. Інколи такі нічим не поступаються аналізаторах телефонних ліній, причому користувач отримує в доповнення до основним захисним функцій приладу і поза істотно менші гроші. З іншого боку, кращі прилади захисту дають змогу здійснювати боротьбу з всім спектром існуючої нині малогабаритній техніки перехвата.

А, щоб влаштуванню перехоплення було важче відфільтрувати перешкоду, її спектр повинен бути якнайближче до мовному спектру.

У цьому амплітуда перешкоди повинна перевершувати корисний сигнал на 1−2 порядка.

Надзвичайно складно вирішити завдання фільтрації з допомогою активного фільтра через дуже широкого динамічного діапазону суміші корисного сигналу і перешкоди, оскільки потрібно досить висока напруга харчування активного фільтра, і навіть збільшиться споживаний струм і, отже, габарити всього устройства.

1.АНАЛИЗ ТЕХНІЧНОГО ЗАДАНИЯ.

Розроблюване пристрій зашиті телефонній лінії має задовольняти наступним вимогам, які роблять його простим в експлуатації і универсальным:

— пристрій має забезпечувати захист телефонній лінії від прослушивания;

— експлуатація устрою мусить бути гранично простой;

— час переходу в захищений режим і потім із нього має бути минимальным;

Завдання проектування залежить від необхідність забезпечення захисту каналу зв’язку, використанням методу маскування мовного сигналу шумовий перешкодою. У результаті проектування устрою необхідно враховувати параметри абонентських ліній полягає необхідну елементну базу.

Маскування може бути реалізований однією з наступних способов:

— подача під час розмови у телефонну лінію синфазного маскирующего низькочастотного (мовного діапазону) сигналу (метод синфазной низькочастотної маскирующей помехи);

— подача під час розмови у телефонну лінію маскирующего високочастотного сигналу звукового діапазону (метод високочастотної маскирующей помехи);

— подача під час розмови у телефонну лінію маскирующего високочастотного сигналу ;

— подання у лінію при належної трубці маскирующего низкочастотного.

(мовного діапазону) сигналу (метод низькочастотної маскирующей помехи);

Суть методу синфазного маскирующего низькочастотного сигналу залежить від подачі у кожний провід телефонній лінії з допомогою єдиної системи заземлення апаратури АТС і нульового дроти електромережі 220 В (нулевой провід електромережі заземлен) узгоджених за амплітудою і фазі маскирующих сигналів мовного діапазону частот (зазвичай, основна потужність перешкоди зосереджена діапазоні стандартного телефонного канала:300…3400Гц) У телефонному апараті ці помеховые сигнали компенсують одне одного й не надають який розмішував на корисний сигнал (телефонна розмова). Якщо ж інформація звільняє з одного дроти телефонній лінії, то помеховый сигнал не компенсується. Оскільки його рівень значно перевищує корисний сигнал, то перехоплення інформації (виділення корисного сигналу) стає неможливим. Як маскирующего помехового сигналу, зазвичай, використовуються дискретні сигнали (псевдослучайные послідовності імпульсів) мовного діапазону частот.

Метод синфазного маскирующего низькочастотного сигналу використовується для придушення телефонних радиозакладок (і з параметричної, і з кварцової стабілізацією частоти) з послідовним (в розрив однієї з дротів) включенням, і навіть телефонних радиозакладок і диктофонів з підключенням до лінії (до жодного з дротів) з допомогою індукційних датчиків різного типа.

Метод високочастотної маскирующей перешкоди залежить від подачі у час розмови у телефонну лінію широкосмугового маскирующего сигналу в діапазоні вищих частот звукового діапазону (тобто у діапазоні вище частот стандартного телефонного канала).

Він використовується подолання практично всіх типів підслуховуючих пристроїв як контактного (паралельного і послідовного) підключення до лінії, і підключення з допомогою індукційних датчиків. Проте ефективність придушення коштів знімання інформації із залученням до лінії з допомогою індукційних датчиків (особливо, які мають предусилителей) значно нижчі від, ніж коштів із гальванічним підключенням до лінії. Як маскирующего сигналу використовуються широкосмугові сигнали типу «білого шуму» чи дискретні сигнали типу псевдослучайной послідовності імпульсів. Частоти маскирующих сигналів підбираються в такий спосіб, щоб після проходження селективних ланцюгів модулятора закладання чи мікрофонного підсилювача диктофона їх науковий рівень вистачило подолання корисного сигналу (мовного сигналу в телефонній лінії під час розмов абонентів), але водночас ці сигнали не погіршували якість телефонних розмов. Чим нижчий частота помехового сигналу, тим вищі її ефективність яких і тим більше коштів заважає вплив він робить на корисний сигнал. Зазвичай використовуються частоти в діапазоні від 6…8кГц до 16…20кГц. Такі маскирующие перешкоди викликають значне зменшення відносини сигнал/шум та «спотворення корисних сигналів (погіршення чіткості мови) при перехоплення усіма типами підслуховуючих пристроїв. Щоб не допустити впливу маскирующего помехового сигналу на телефонна розмова у пристрої захисту встановлюється спеціальний низькочастотний фільтр з граничной частотою 3,4 кГц, пригнічує помеховые сигнали і який надає істотно пройти корисних сигналів. Аналогічну роль виконують смугові фільтри, встановлені на міських АТС, пропускають сигнали, частоти відповідають стандартному телефонному каналу (300Гц…3,4кГц), і які помеховый сигнал.

Метод низькочастотної маскирующей перешкоди залежить від подачі в лінію при належної трубці маскирующего сигналу (найчастіше, типу «білого шуму») мовного діапазону частот вживається подолання провідних микрофонных систем, використовують телефонну лінію передачі інформації на низькою частоті, і навіть для активізації диктофонів, подключаемых до телефонній лінії з допомогою адаптерів чи індукційних датчиків, що призводить до сматыванию плівки як записи шума.

З вимог, пред’явлених в технічному завданні найкращим є реалізувати метод низькочастотної маскирующей помехи.

Найбільш інформативним легко що вимірюється параметром телефонній лінії є напруження як у ній при належної і піднятою трубці. Це пов’язано з тим, що можуть, коли телефонний трубка покладено, в лінію подається постійна напруга не більше 60…64 В (для вітчизняних АТС) чи 25…36 В (для імпортних міні АТС) При піднятті трубки в лінію від АТС надходить сигнал, преутворений в слухавці в довгий гудок, а напруження як у лінії зменшується до 10…12 В. Якщо до лінії буде включено закладное пристрій, то ці параметри зміняться (напруга надто відрізнятиметься від типового для даного телефонного аппарата).

2.ВЫБОР І ОБГРУНТУВАННЯ СТРУКТУРНОЙСХЕМЫ УСТРОЮ ЗАЩИТЫ.

Основне завдання пристроїв, з допомогою яких здійснюється маскування мовного сигналу, є перекриття стосовно діапазону частот мовного сигналу. Відбувається накладення потужної перешкоди на корисний сигнал.

На передавальної боці шумове перешкода складається з захищуваних сигналом, але в приймальні корисний сигнал виділяється з суміші сигналу з шумовий помехой.

Для отримання захищеного каналу зв’язку розроблювальне пристрій захисту має формувати псевдослучайную послідовність, що лежить поза мовного діапазону. Нижню межу спектра потужності перешкоди не менш 3500Гц, відповідно до технічному заданию.

Проектоване пристрій захисту телефонній лінії повинен мати тактовий генератор на формування псевдослучайной послідовності, фільтри виділення корисного мовного сигналу смугою 300…3400Гц і фільтри виділення перешкоди з нижньою межею щонайменше 3500Гц, і навіть сумматоры на формування суміші корисного сигналу з перешкодою. Всі ці елементи розташовуються як у приймальні, і на передавальної стороне. Схема каналу через відкликання використанням устрою захисту представлена малюнку 2.1.

. [pic].

Малюнок 2.1 Схема каналу связи.

3.ОПИСАНИЕ ПРИНЦИПА РОБОТИ УСТРОЙСТВА.

Мовний сигнал, що надходить на вхід телефонній лінії, обробляється ФНЧ. У цьому ФНЧ здійснює виділення стандартного мовного сигналу смугою 300…3400Гц. Отфильтрованный сигнал в сумматоре складається з шумовий перешкодою, що одержують так: імпульси з тактового генератора подаються на вхід генератора ПСП. Вироблювана генератором псевдослучайная послідовність перетворюється на шумову перешкоду з допомогою ЦАП. Потім обмежуємо отриману перешкоду з допомогою ФВЧ, оскільки до умові технічного завдання нижню межу спектра потужності перешкоди не менш 3500Гц. Коли отфильтрованный мовної сигнал складається з внеполосной шумовий перешкодою, практично неможливо розпізнати мова при несанкціонованому підключенні до зв’язку на приймальні стороне.

Коли суміш сигналу з шумовий перешкодою проходить через АТС на передавальної боці не вдома АТС з’являється тільки мовної сигнал, до якому знову додається шумове перешкода. Шумову перешкоду отримуємо також як і приймальному боці. З отриманої суміші сигналу із гамом виділяємо стандартний телефонний сигнал і подаємо цей сигнал у телефонну лінію, де він почутий абонентом.

Знаючи смуги частот, на які припадає перешкода і мовної сигнал можна оцінити параметри, які повинен мати ФНЧ, либонь для виділення корисний сигнал і ФВЧ виділення загороджувальної перешкоди з необхідної полосой.

Шум і перешкоди під час передачі в аналогових мережах виявляється у найбільшої ступеня під час пауз у розмові, коли амплітуда сигналу мала. Порівняно невеличкий рівень шуму, що виникає під час пауз в розмові, може дуже подразником для слухача. У той водночас той самий рівень шуму чи перешкоди під час розмови чи перешкоди у час розмови виявляється практично неощутимым.

Отже, якість передачі аналогової промови визначає абсолютний рівень шуму вільного каналу. Прийняте значення відносини сигнал-шум під час передачі від однієї кінцевого устрою до іншого в аналогової мережі зв’язку становить 46 і 40 дБ відповідно місцевим і міжміських ліній зв’язку. Ставлення сигнал-шум окремими системах передачі обов’язково вище зазначених значений.

Спектр перешкоди повинен бути якнайближче до мовному спектру, а амплітуда перешкоди повинна перевершувати корисний сигнал на 1−2 порядка.

Т.к. середня потужність мовного сигналу 88мкВт, а потужність перешкоди не менш 50мВт, то враховуючи, що іракський опір телефонній лінії 600Ом, визначимо рівень перешкоди і потенційно корисного сигнала:

Рп=Uср.п2/R; Pc=Ucp.c /R.

[pic][pic].

[pic].

З отриманих значень Uср. п і Uср. с: [pic].

Т.к. рівень перешкоди в багато разів перевершує корисний сигнал, можна забезпечити маскування корисного сигналу перешкодою. Для виділення корисного сигналу на приймальному боці фільтр повинен зменшувати потужність перешкоди не менш як за 10 000 раз, то її потужність стане рівної 5мкВт, а амплітуда 5,48*10−4 В і можна буде потрапити безперешкодно відокремити корисний сигнал від помехи.

Оскільки ширина спектра мовного сигналу обмежується смугою пропускання ФНЧ, а загороджувальна перешкода обмежується ФВЧ, те має забезпечуватися придушення перешкоди щонайменше 40дБ.

4.РЕАЛИЗАЦИЯ СТРУКТУРНОЇ СХЕМИ УСТРОЙСТВА.

Які Дозволяють здібності будь-який реальної системи та використовуваної у її випробуваннях вимірювальної апаратури за амплітудою і з частоті обмежені. Тому реакція системи на безперервний сигнал то, можливо вивчена, якщо замінити останній імпульсним сигналом з певним чином підібраною дискретністю розподілу амплітуд. Генератор безперервних псевдослучайных сигналів усунути імпульсним генератором. Його точну импульсную копію легко створити, замінивши потенциометры імпульсними елементами. Оскільки спектр імпульсного сигналу разом з основною частотою містить гармоніки, спектр сигналу не вдома генератора буде багатшими, ніж спектр коливання. Підбираючи співвідношень між амплітудами складових спектра складного вихідного сигналу з допомогою змін його форми, можна отримати задані амплітудні і спектральні характеристики при використанні електричних найпростіших перетинів поміж каскадами генератора.

Імпульси тактового генератора ГТИ надходять на ланцюжок, що складається з N з'єднаних по рахунковим входам тригерів (лічильник імпульсів). Якщо частота прямування імпульсів ГТИ дорівнює f0, то частота імпульсів на одиничному виході i-го триггера fi=f0/ 2i, де і= 1,2,…, N. Через опору Ri напруги надходять на навантажувальний опір R0. Якщо виконати умова Ri >>R0, то ui (t)=Uki*1i (t), а.

[pic] де ki=R0/Ri; U-амплитуды імпульсів на виходах триггеров.

Вимірюючи регулюванням Ri співвідношень між амплітудами суммируемых сигналів, за межах змінювати амплітудні і спектральні характеристики вихідного сигнала.

Значення амплітуд спектральних складових сумарного сигналу будуть визначатися значеннями амплітуд складових Ui, тобто. значеннями опору Ri. Змінюючи Ri можна трансформувати форму, отже, і спектр вихідного сигнала.

Аналіз форми і спектра можливий лише тому випадку, якщо Ri змінюється у тій чи іншому закону залежно від номери каскаду i.

Одна з імовірних законів. Складання сигналів із рівними амплітудами. Для простоти припустимо, що Ui=U і цей перший імпульс входить у момент t=T0. Форму вихідного сигналу можна визначити, склавши таблицю станів тригерів і підсумовуючи напруги каскадів. Напруга не вдома схеми може приймати тільки N+1 значень. Ймовірності появи не вдома схеми різних рівнів напруг будуть різними. Остання обставина, а ще дуже обмежений набір різних рівнів напруження і нерівномірність спектра сигналу є її недоліком. Поліпшити якість сигналу можна, зробивши амплітуди сумарних сигналів Uki различными.

Вибір числа сумматоров і точок їх підключення залежить від того, який сигнал потрібно отримати щось від генератора. Для отримання послідовностей з максимальним періодом достатньо лиш мати один сумматор.

Максимальної довжина періоду виходить лише за підсумовуванні сигналів з виходів певних каскадів регістру. Від, як з'єднані каскади і які мають початкові стану, залежить форма сигналу, т. е. порядок чергування у ньому нулів і единиц.

Маючи запис реалізації псевдослучайного сигналу, ми виявимо, що у середньому за кожної одиницею будуть із вероятностями.

[pic].

[pic] зустрічатися одиниці, і нулі соответственно.

Вочевидь, що з N ((P11(P01(½.

У псевдослучайной послідовності максимальної довжини серії з однієї одиниці зустрічатимуться 2N-2 разів, із двох одиниць 2N-3 разів, і т. буд. До серії з N одиниць, яка зустрінеться один раз. pic].

Тактовий генератор реалізуємо на мікросхемі К555Г3, яка є два які чекають мультивибратора із можливістю перезапуску. Кожен із мультивибраторов є тригер з цими двома виходами Q і Q і шляхом додаткової логікою на вході, має три входу: вхід скидання R (активний рівеньнизький) і двоє входу запуску Проте й У. Вхід, А — інверсний з активним низькому рівні, а вхід У — прямий з активним високий рівень напруги. Тривалість вихідного імпульсу можна розрахувати по формуле:

(і. вых.=0,28С (R ((1+0,7/R ();

Вихідний імпульс можна обірвати, подавши на вхід скидання R напруга низького уровня.

Якщо мультивибратор АГ3 запущено, то вихідний імпульс можна продовжити (перезапустить), подавши на вхід, А напруга низького рівня (чи вхід У -високого). З часу перезапуску до закінчення імпульсу мине час (і. вых., обумовлений времязадающими елементами R (і С (.

Умовне позначення мікросхеми представлене малюнку 4.2.

[pic].

Малюнок 4.2 Мікросхема К555АГ3.

Таблиця станів мікросхеми АГ3.

[pic].

Для аналізу аналогових та на цифрових систем часто необхідні випадкові послідовності сигналів. Їх можна генерувати, підключивши, наприклад, природний джерело шумового напруги до входу триггера Шмітта. При цьому виходять двоичные сигнали зі статистичним розподілом. Розподіл тимчасових інтервалів логічних одиниць і нулів довільне, т. е. у тому послідовності немає ніякої закономірності. Якщо така послідовність повторюється через певний період, то вона називається псевдослучайной. Система неспроможна відрізнити псевдослучайную послідовність від істинно випадкової, якщо число періодів в послідовності перевищує ємність її пам’яті. Це умова переважно випадків виконується легко.

Велике перевагу псевдослучайных послідовностей залежить від тому, що виходять відтворювані результати і, можливо зняття осциллограмм. З іншого боку, псевдослучайный послідовності для низькочастотного діапазону отримати значна полегкість, аніж за використанні більшості природних джерел шума.

Для генерації псевдослучайных послідовностей застосовують регістр зсуву, куди належним чином вводиться зворотний. Зворотний зв’язок створюється з урахуванням елементів ЯКИЙ ВИКЛЮЧАЄ ИЛИ.

Апериодические кодові послідовності, котрі можуть генерувати n-разрядный регістр зсуву, мають розрядність N=2n -1 біт. З допомогою 4- разрядного регістру зсуву можна, отже, отримати псевдослучайную послідовність з максимальною довжиною 15 біт. Така схема представлена малюнку 4.3.

[pic]Рисунок 4.3 Генератор псевдослучайных послідовностей з n=4 бит.

Для пояснення принципу дії схеми припустимо, що регістр зсуву перебуває у стані х1=1 і х2=х3=х4=0. По прибутті першого тактового імпульсу інформація зсувається на розряд вправо. Оскільки після закінчення тактового імпульсу у=х3(х4 =0, то перший каскад встановлюється в нуль. Після першого тактового імпульсу отримуємо стан х2=1 і х1=х3=х4=0. Оскільки в у разі ще є рівним нулю, то після другого тактового імпульсу в регістр зсуву знову стане запроваджено нуль. Після другого такту одержимо стан х3=1 і х1=х2=х4=0. Але тепер у=1. У результаті наступному такті вводитимуть одиниця, т. е. х1=х4=1 і х2=х3=0, 15-й тактовий імпульс знову встановлює вихідне стан. Природно, що цикл може початися вже з будь-якої світової іншого коду, зокрема і з забороненого стану, яке блокує схему. Необхідно, отже, перешкодити появі цього коду включення чи збої. І тому можна застосувати логічне пристрій, показане на рисунке4.4.

[pic].

Малюнок 4.4.

За появи стану 0000 не вдома елемента НЕ-ИЛИ встановлюється «1». Ця одиниця подається на вхід регістру зсуву через елемент АБО. Позаяк у нормальному режимі стан 0000 немає, запроваджені додаткові логічні елементи не порушують процесу функционирования.

Цілком байдуже, від якого виходу знімається псевдостатическая послідовність, бо те сама послідовність надходить із тимчасовим зрушенням з кожного выхода.

Таблиця станів 4-разрядного генератора послідовностей |0 |1 |2 |3 |4 |5 |6 |7 |8 |9 |10 |11 |12 |13 |14 |15 | |Х1 |1 |0 |0 |1 |1 |0 |1 |0 |1 |1 |1 |1 |0 |0 |0 |1 | |Х2 |0 |1 |0 |0 |1 |1 |0 |1 |0 |1 |1 |1 |1 |0 |0 |0 | |Х3 |0 |0 |1 |0 |0 |1 |1 |0 |1 |0 |1 |1 |1 |1 |0 |0 | |Х4 |0 |0 |0 |1 |0 |0 |1 |1 |0 |1 |0 |1 |1 |1 |1 |0 | |у |0 |0 |1 |1 |0 |1 |0 |1 |1 |1 |1 |0 |0 |0 |1 |0 | |.

Щоб справді досягти максимальної довжини періоду N=2n-1, необхідно підключити логічні схеми ланцюгів зворотний зв’язок до суворо певним виходам, у разі до виходу останнього розряду. Які ще виходи мають бути використані в лініях зворотний зв’язок, залежить від розрядності регістру сдвига.

Багатьом застосувань необхідно перетворити цифровий галасу аналоговий. І тому досить залучити до виходу фільтр нижніх частот, частота зрізу якого мала проти тактовою частотою. Напруга у своїй стає то більше вписувалося, ніж частіше з’являються одиниці. Значно велика смуга частот шумів буває у разі, коли всі число, яке перебуває у регістрі зсуву, вводять у цифро-аналоговый преобразователь.

Задля реалізації 4-разрядного регістру візьмемо мікросхему К555ИР19, що дає четырехразрядный паралельний регістр з D -триггерами і буферними входами до розв’язання записи даних EI. Умовне позначення регістру наведено малюнку 4.5.

[pic].

Малюнок 4.5 Мікросхема К555ИР19.

Таблиця станів регістру КР55ИР19.

[pic].

Коли ми сформували маскирующую перешкоду необхідно перетворити їх у аналогову форму. Для цього застосовується ЦАП.

Найбільш швидкісні ЦАП мають токовые аналогові ключі. Оскільки надшвидкісної ЗУ виконати цьому ж кристалі поки що складно, перевагу віддається зовнішнім дискретним ЗУ, включаемым для перетворення вихідного струму ЦАП в рівні вихідного напруги (0…Uшк). До перетворювачів такого роду належить ІВ К594ПА1. Це 12-разрядный ЦАП паралельного двоичного вхідного коду у вихідні рівні тока.

Схема ЦАП містить групи елементів, пов’язаних між собою на виході делителями струму. Кожна группа—это четырехразрядный ЦАП з підсумовуванням струмів. Вихідний струм першого ЦАП безпосередньо надходить на вихід приладу. Вихідні струми двох інших ЦАП, що утворюють молодші розряди, надходять для виходу через делители струму 1/16 і 1/128 (резисторы R15 і R17). Масштабні резисторы R16 і R18 служать до створення ланцюга зворотний зв’язок зовнішнього ЗУ. Таким прийомом гарантуються малі дрейфы вихідного напруги ЦАП, оскільки резисторы матриці струмів і масштабні резисторы для зовнішнього ЗУ виготовлені однією кристалі. Резистор R21 служить для перекладу (усунення) ЗУ як двухполярного вихідного сигналу. Що Відстежує підсилювач У, транзистор УТ1 і резисторы Rэт і Rдиф утворюють схему формування опорного напруги, задающую усунення загальну базову шину всіх джерел струму. Зважування розрядних струмів всередині схеми ЦАП, яке виконує удвічі прийому (в эмиттерных ланцюгах транзисторів— джерел струму використовуються резисторные матриці як зваженого типу в старших розрядах (R—8R), і сходового типу R—2R в молодших розрядах), дозволило звузити в матрицях діапазон номіналів резисторів до 1 :4 замість необхідного в матрицях з прямим зважуванням діапазону 1 :2048. Задля підтримки постійної щільності струмів через эмиттерные переходи джерел струмів з двоичным зважуванням застосовані транзистори, які мають площі эмиттеров пропорційні струмів відповідних розрядів. Це дозволяє зберегти постійним падіння напруги на эмиттерных переходах незалежно від струму розряду й одержати необхідну линейность.

Наявність у ІВ резисторів зворотного зв’язку та резистора зсуву рівня ЗУ дозволяє застосовувати ІВ К594ПА1 в режимах однополярного і двухполярного вихідних сигналів. На рисeнке приведено схема включення ЦАП як однополярного сигналу до роботи з ТТЛ цифровими сигналами. У цій схемі резистор R19 (10,5 кОм) входить у ланцюг ООС ЗУ. У режимі двухполярного вихідного сигналу в ланцюг ООС ЗУ включаються резисторы R19, R20, (10,5—2,5 кОм), а инвертирующий вхід ЗУ через резистор R21 приєднується до джерела опорного напруги через перемінний резистор, яке необхідне компенсації первинних помилок ЦАП. ІВ К594ПА1 може застосовуватися й у перетворення цифрового коду, що надходить від КМОП ЦИС.

[pic]Рисунок 4.6 а).

[pic].

Малюнок 4.6 б).

а) —функціональна схема (/—джерела струмів; 2—схема формування опорного напруги; 3 — токовые ключі; 4 — схема зсуву (усунення) вхідних рівнів; 5 — перетворювач Uи п). Висновки: 1,2—резистор усунення: 3—токовый вихід (1); 4, 5 — резисторы зворотний зв’язок Rоc1 і Rос2; 6 —загальний; 7 … 18 — цифрові входи; 19, 20—плюс Uип:21—инвертирующий вхід ЗУ; 22—неинвертирующий вхід ЗУ; 23—Uоп; СЗР—старший значуща розряд; МЗР — молодший значуща разряд;

На малюнку приведено схема включення перетворювача щоб одержати однополярного вихідного струму, у своїй напруга харчування Uип=5…15 У підключається на висновках 19 і 20. Вхідний напруга логічного «0» має не більше 0,3 Uип, а вхідний напруга логічного «1"—не менш 0,7 Uип.

Для отримання вихідного біполярного струму необхідно вихід 1 через резистор 50Ом залучити до джерелу опорного напруги, висновок 2 з'єднати із конкретним висновком 3, а висновок ЗУ залучити до висновку 5.

У процесі маскування мовної сигнал і перешкоду необхідно обмежити. І тому використовуємо активні фільтри, використовують на формування частотною характеристики заданого виду як пасивні, і активні елементи. Застосування підсилюючих елементів вигідно відрізняє активні фільтри від фільтрів на пасивних елементах. Перевагою активних фільтрів насамперед слід віднести: здатність посилювати сигнал, лежить у смузі їх пропускання; можливість відмовитися від використання таких нетехнологичных елементів, як індуктивності, використання є несумісне із методами інтегральної технології; легкість настройки; малі маса кафе і обсяг, які слабко залежить від смуги пропускання, що особливо важливо розробки пристроїв, що працюють у низькочастотної області; простота каскадного включення при побудові фільтрів високих порядков.

Разом про те даному класу пристроїв властиві такі недоліки, які обмежують область їх застосування: неможливість використання їх у силових ланцюгах, наприклад, як фільтрів выпрямителей; необхідність джерела, покликаного забезпечити харчування підсилювача; обмежений частотний діапазон, визначається власними частотними властивостями використовуваних усилителей.

Вимоги до активним RC-фильтрам внаслідок специфіки їх побудови дещо відрізняються зазвичай що висуваються до частотним фильтрам.

Вимоги до частотною характеристиці фільтра. Бо у активних RCфільтрах існує посилення сигналу в смузі пропускання, то тут для на них можна казати про нерівномірності посилення в смузі пропускання і відносному посиленні в смузі задерживания.

Вхідний і вихідний опір фільтра. Застосування активних елементів в фільтрах дозволяє розв’язати фільтр із боку входу й аж виходу без додаткових схемних елементів. У цьому вхідний і вихідний опору може мати суто активний характер, тобто. не залежати практично з частоти, як і смузі пропускання, і у смузі затримування. Каскадна включення ланок виробляється за принципу узгодження (рівності вхідного і вихідного опорів стыкуемых ланок), а з'єднанням низкоомного вихідного опору з высокоомным вхідним і наоборот.

Умови паралельної роботи фільтрів. Що стосується активних RC-фильтров спрощуються умови паралельної роботи. Оскільки фільтри з міським управлінням по напрузі мають великий вихідний опір, вони повинні застосовується для паралельної роботи з боку входу; джерелом сигналу у своїй може бути генератор напруги. Для паралельної роботи з боку виходу доцільно використовувати фільтри з міським управлінням по току, які мають високе вхідний опір; опір навантаження у своїй має бути значно менше высокоомного вихідного опору фильтра.

Динамічний діапазон і нелинейные спотворення. З використанням активних RС-фильтров ці характеристики вимагають себе великої уваги. Динамічний діапазон сигналів обмежується знизу рівнем шумів і наведень. Основним джерелом нелінійних спотворень у активних RCфільтрах є активні елементи, побудовані з урахуванням підсилювачів. Тож у останніх при високих вимогах по нелінійності має проводитися негативна зворотна связь.

Джерела харчування. Реалізація деяких характеристик в активних RСфільтрах накладає специфічні вимоги на джерела харчування їх активних елементів. Умови стикування по постійному току визначають кількість і полярність джерел харчування, а динамічний діапазон — величину яке живить напруги. З іншого боку, підвищуються вимоги в відношенні пульсацій яке живить напруги, які можуть опинитися посилюватися в окремих ланках, представляючи значну перешкоду. Слід звернути увагу до внутрішній опір джерела харчування, оскільки велика величина його служити причиною недостатнього загасання в смузі затримування фильтра.

Доцільно розглядати реалізацію різних типів фільтрів ланками не вище другого порядку, що дозволяє їм отримати прийнятну стабільність характеристики фильтра.

Маскирующую перешкоду обмежуємо ФВЧ, а мовної сигнал ФНЧ.

Для накладення перешкоди на мовної сигнал застосовуємо инвертирующий акумулятор, готовий до формування напруги, рівного посиленою алгебраїчній сумі принаймні кількох вхідних сигналів, т. е. виконує математичну операцію підсумовування кількох вхідних сигналів. У цьому вихідний сигнал додатково інвертується. Розглянемо акумулятор, виконує цю операцію для чотирьох вхідних напруг. Схема инвертирующего сумматора приведено малюнку 4.7.

Вважаючи ЗУ ідеальним можна сказати, що Uвх н=Uвхи.

Проте, відповідно до наведеної схемою Uвх і =0.Следовательно, і Uвх н=0. І тут для инвертирующего входу згідно з першим закону Кирхгофа можна записать:

— Uвых/Roc = Uвх1/R1+Uвх2/R2 + Uвх3/R3 +Uвх4/R4, звідки легко отримати вираз для вихідного напряжения:

Uвых=-Uвх1Roc/R1-Uвх2Roc/R2- Uвх3Roc/R3-Uвх4Roc/R4,т. е. сигнал не вдома дорівнює інверсії від алгебраїчній суми вхідних сигналів, узятих відносини із своїми масштабними коэффициентами.

[pic].

Малюнок 4.7 Схема инвертирующего сумматора.

У приватному разі, якщо R1=R2=R3=R4=R, з попереднього висловлювання получим:

Uвых=-(Uвх1+Uвх2+Uвх3+Uвх4)Roc/R,.

Цей вислів справедливо нічого для будь-якого числа вхідних напруг. Якщо схемою вибрати R1=R2=…=Rn і Roc=R/n, то получим.

Uвых= -(Uвх1+Uвх2+…+Uвхn)/n.

Отже, не вдома схеми формуватиметься напруга, однакову инвертированному середньому арифметичному від n вхідних напряжений.

5.РАСЧЕТ ОКРЕМИХ ЕЛЕМЕНТІВ СХЕМЫ.

Щоб самому отримати велике ставлення сигнал-шум, переважно ланки фільтра розташовувати гаразд зростання значень добротності Q, уникаючи, наскільки можна, включення ланки верхніх частот на вході схеми в целом.

Розрахуємо ФНЧ Р0220, реалізований на активної RС-схеме з граничной частотою смуги пропускання f=3,4кГц.

Передатна функція ФНЧ Р0220, узяте з таблиць, має вид.

Hu (p)= U0(p)/U2(p) = C (p2−2(1p+(1) = 0,20 4124(р2+3,130 169р+4,8 989 800).

Задля реалізації передавальної функції використовується схема, наведена на рисунке5.1.

[pic].

Малюнок 5.1.

Оскільки виконується умова, заданий вираженням C (¾(і добротність полюси [pic].

Нормовані значення елементів схеми, наведеної малюнку, при u=4/3 і [pic]К=1/(uC (1)=0,75, отриманих з висловлювання До =1/uC (равны:

[pic];

[pic];

[pic]; r5=1;

[pic];

[pic];

З використанням серійних операційних підсилювачів замість ідеальних слід пам’ятати, що кінцеве твір коефіцієнта посилення на ширину смуги має б бути значно вище граничной частоти смуги пропускання фільтра. Щоб врахувати кінцеві вхідний і вихідний повні опору W1 і W2 операційного підсилювача, як нормирующего опору взять.

[pic].

Наприклад, для операційного підсилювача типу (А 741 з W1(1Мом і W2(100Ом отримуємо, що Rв=10кОм.

При розрахунку фільтра важливо переконатися, що відхилення ємностей і опорів від своїх номінальних значень менше, ніж відхилення параметрів усилителей.

Обчислення фактичних значень елементів при Rв =10кОм fв =3,4кГц і Св =4,681Нф дает:

R1 =15,86кОм; R2 =47,57кОм; R3 =4,855кОм; R4= 30,00кОм;

R5 =10,00кОм; C1=3,080нФ, С2=2,515нФ.

Вибираємо номінали: R1=16кОм; R2=47кОм; R3=51кОм; R4=30кОм; R5=10кОм; C1=0,0033мкФ; C2=0,0022мкФ.

Щоб не з’явилися нелинейные спотворення внаслідок перевантаження, при використанні операційного підсилювача типу (А 741 з напругою джерела харчування (15 В (среднеквадратическое значення). Ставлення сигнал-шум близько 115 дБ. Раніше застерігалося, що необхідну ставлення сигнал-шум має бути щонайменше 40 дБ, бо як з допомогою цього фільтра можна реалізувати ставлення 115 дБ, він задовольняє які висуваються требованиям.

Аналогом операційного підсилювача (А 741, у якому реалізується ФНЧ, є мікросхема К140УД7.

Операційний підсилювач КР140УД7 має складний вхідний підсилювач, що дозволяє підвищити вхідний опір до 100кОм. До складу ЗУ входить схема стабілізатора. Схема має внутрішній конденсатор корекції Cк з номіналом 30пФ, тому АЧХ ЗУ повністю скоригована. Нахил АЧХ (-20 дБ/дек.) та постійний фазовий зрушення на високих частотах, рівний 900, допускають використання ЗУ як повторителя без додаткових елементів частотною корекції. Для збільшення швидкості наростання вихідного напруги до 10 В/мкс висновку 12 підключається конденсатор С1 ємністю 150 пФ. Схема балансування ЗУ складається з одного зовнішнього змінного резистора, подключаемого на висновках 3 і 9.

[pic].

Малюнок 5.2.

Що стосується фільтра верхніх частот вираз для передавальної функції має вид:

Нu (p) = U0(p)/U2(p) = C (p2 -2(p + ()/p2 .

Якщо виконується умова З (3 /4, ця передатна функція реалізується схемою, показаної малюнку, і заданими розрахунковими співвідношеннями. При оптимальному коефіцієнті посилення u= 1+r4/r3 =4/3 и.

[pic] нормовані значення елементів можна знайти по формулам.

[pic]; r1=0,69;

[pic]; r2=0,836; r3=3; r4=1;

[pic][pic]; C1=0,62.

[pic]C2=0,209.

[pic]C3=2 ;

Фактичні значення елементів мають значения:

R1=6,9кОм; R2=8,36кОм; R3=-30кОм; R4=10кОм;

C1=2,82нФ; C2=0,948нФ; C3=0,948нФ. [pic].

З розрахованих значень вибираємо номиналы:

R1=6,8кОм; R2=8,2кОм; R3=30кОм; R4=10кОм;

С1=0,0033мкФ; C2=0,001мкФ; С3=0,015мкФ.

[pic].

Малюнок 5.3 Схема ФВЧ другого порядку (n=2).

Як ЗУ вибираємо К140УД22, аналогом якого є (А 747. Его схема приведено малюнку 5.3.

[pic].

Малюнок 5.4 Схема операційного підсилювача КР140УД22.

Таблиця Параметри операційних усилителей.

Тип мікросхем |Куuх103 |Uсм, мВ |(Ucм, мкВ/0С |Iвх, нА |(Iвх, нА |f1,.

МГц |Uвых,.

В/мкс |Кос, дБ |Uвх,.

У |Uвых,.

У |Uпит,.

У |Iпот, мАЛО | | | |КР140УД7 |50 |4 |6 |200 |50 |0,8 |До 10 |70 |12 |11,5 |(15 |2,8 | | | |К140УД22 |25 |10 |- |0,2 |0,05 |5 |12 |80 |10 |11,5 |(15 |4 | | | |.

6.МОДЕЛИРОВАНИЕ ФИЛЬТРОВ.

У разі виробництва одержувані номінали ємностей мають неминучі відхилення від розрахункових, що викликано похибками вимірювальної апаратури і багатьма іншими причинами. Потім, у процесі експлуатації спостерігається подальший ухиляння від фактичних величин схемних елементів з часом («старіння») під впливом зміни зовнішніх умов: температури, вологості, атмосферного тиску. Виробничі відхилення величин схемних елементів від номіналів й почасти експлуатаційні зміни їх мають випадковий. Тому вирішення завдання правильного визначення виробничих допусків на величини схемних елементів пов’язаний із статистикою. Методика вирішення цього завдання полягає у моделюванні на ЕОМ досить великої числа схемних реалізацій із елементами, величини яких відхиляються від номіналів в заданих межах за випадковим закону.

З використанням моделювання на дослідження впливу разбросов елементів на амплітудно-частотну характеристику фільтрів за варіант приймається розгляд однієї реалізації схеми фільтра при заданих значеннях величин елементів, допусків і інтервалів досліджуваних частот.

Безупинне жорсткість технічних вимог, що висуваються до електричним фильтрам, викликає збільшення обсягу необхідних при проектуванні обчислень. Обсяг обчислювальної роботи особливо великий при використанні методів розрахунку по робочим параметрами, що і лише які й застосовуються під час проектування активних RСфільтрів. Використання ЕОМ дозволяє як прискорити проведення розрахунків, а й прорахувати велике кількість можливих варіантів і вибрати їх наилучший.

Можна визначити кордону зміни характеристик фільтрів при варіаціях величин схемних елементів від своїх номінальних значень з допомогою виробничих допусків, впливу температури та інших оточуючих умов, з часом тощо. Стає реальної повна автоматизація проектування фільтра — від завдання технічних вимог до отримання електричної схеми та об'єктивності даних про її у різних експлуатаційних умовах, вплив розкиду величин елементів за умов серійного випуску тощо. д.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

.

У процесі виконання роботи була розроблено пристрій, яке дозволяє захищати телефонну лінію від прослуховування. Спроектована пристрій забезпечує маскування телефонного сигналу внеполосной шумовий перешкодою. Пристрій відповідає вимогам надійності, экономичности.

У результаті проектування отримано технічні параметри устрою, і навіть наочне уявлення окремих компонентів устрою з допомогою моделирования.

СПИСОК ВИКОРИСТАНИХ ИСТОЧНИКОВ.

1. Знаменський А. Є., Теплюк І. М. Активні RC-фильтрв.-М.:

Зв’язок. 1970,280с.

2. Бобнев М. П. Генерування випадкових сигналов.-М: Энергия.

240с.

3. Р. Зааль. Справочник із розрахунку фильтров.-М: Радіо і связь.

1983,75с.

4. Цифрові і аналогові інтегральні мікросхеми: Справочник/.

С.В. Якубовський, Л. І. Ниссельсон, У. І. Кулешова та інших.; під ред.С. В. Якубовского.-М.: Радіо і зв’язок. 1989, 486с.

5. У. Титус, До. Шенк. Напівпровідникова схемотехника.-М: Мир.

1982,512с.

6. На допомогу радиолюбителю. Справочник.Вып.№ 109. Сост. І. Н.

Алексеев.1989.

7. Конфидент.№ 4, 2001.