Проектирование ланцюгів корекції, узгодження та фільтрації підсилювачів потужності радіопередавальних пристроїв

Рецензент: О. С. Красько, старшого викладача кафедри Радіоелектроніки та інформації Томського державного університету системам управління і радиоэлектроники.

Титов А.А.

Проектування ланцюгів корекції, узгодження та фільтрації підсилювачів потужності радіопередавальних пристроїв: Навчально-методичне посібник по курсовому проектування для студентів радіотехнічних спеціальностей. — Томськ: Томськ. держ. ун-т системам управління і радіоелектроніки, 2003. — 64 с.

Посібник містить опис схемних рішень побудови ланцюгів формування амплитудно-частотных характеристик, узгодження та фільтрації широкосмугової та полосовых підсилювачів потужності радіопередавальних пристроїв, методів їх проектування по заданим вимогам до тракту передачи.

© Томський держ. ун-т систем.

управління і радіоелектроніки, 2003.

(c)Титов А.А., 2003.

Введение

…4.

1. Вихідні дані для проектування …5.

1.1. Структурна схема тракту передачи…5.

1.2. Моделі потужних транзисторов…7.

2. Проектування вихідних ланцюгів корекції, узгодження та фильтрации…9.

2.1. Вихідна коригувальна ланцюг широкосмугового усилителя…9.

2.2. Вихідний согласующий трансформатор широкосмугового усилителя…12.

2.3. Вихідний согласующий трансформатор полосового усилителя…15.

2.4. Фільтри вищих гармонійних складових полосового усилителя.17.

3. Проектування ланцюгів формування амплитудно-частотных.

4. характеристик…19.

4.1. Метод параметрического синтезу потужних підсилюючих каскадов.

4.2. з корректирующими цепями…20.

4.3. Параметричний синтез широкосмугових підсилюючих каскадов…24.

4.3.1. Параметричний синтез широкосмугових підсилюючих каскадов.

4.3.2. з коригуючою ланцюгом другого порядка…25.

4.3.3. Параметричний синтез широкосмугових підсилюючих каскадов.

4.3.4. з коригуючою ланцюгом третього порядку… 29.

4.3.5. Параметричний синтез широкосмугових підсилюючих каскадов.

4.3.6. з заданим нахилом амплитудно-частотной характеристики…35.

4.4. Параметричний синтез полосовых підсилюючих каскадов…43.

4.4.1. Параметричний синтез полосовых підсилюючих каскадов.

4.4.2. з коригуючою ланцюгом третього порядка…44.

4.4.3. Параметричний синтез полосовых підсилюючих каскадов.

4.4.4. з коригуючою ланцюгом четвертого порядка…47.

4.4.5. Параметричний синтез полосовых підсилюючих каскадов.

4.4.6. з коригуючою ланцюгом, виконаною як фільтра нижних.

4.4.7. частот …54.

5. Список використаних джерел …60.

Завдання оптимальної реалізації вхідних, вихідних межкаскадных коригувальних ланцюгів, ланцюгів фільтрації й узгодження широкосмугової та полосовых підсилювачів потужності радіопередавальних пристроїв по заданим вимогам до тракту передачі є невід'ємною частиною процесу проектування передавачів телевізійного і радіомовлення, стільникового та пейджингогой зв’язку, систем лінійної і нелінійної радіолокації. У відомій навчальної та наукову літературу матеріал, присвячений цієї проблеми, який завжди представлено зручному для проектування вигляді. До того ж у теорії радіопередавальних пристроїв немає доказів переваги використання того чи іншого схемного рішення за розробці конкретного передавача. У цьому проектування підсилювачів потужності радіопередавальних пристроїв багато в чому грунтується на інтуїції і надзвичайно досвіді розробника. У цьому, різні розробники, найчастіше, по-різному вирішують поставлені їх завдання, досягаючи необхідних результатів. У цьому у цьому посібнику зібрані найбільш відомі та ефективні схемні рішення побудови вхідних, вихідних межкаскадных коригувальних ланцюгів, ланцюгів фільтрації й рішучого узгодження широкосмугової та полосовых підсилювачів потужності, а співвідношення до розрахунку дано без висновків. Посилання на літературу дозволяють знайти, за необхідності, докази справедливості наведених співвідношень. Оскільки, зазвичай, підсилювачі потужності працюють у стандартному 50 або 75-омном тракті, співвідношення до розрахунку дано з умов, що й оконечные каскади працюють суто резистивную навантаження, а вхідні - від суто резистивного опору генератора.

1. ВИХІДНІ ДАНІ ДЛЯ ПРОЕКТИРОВАНИЯ.

1.1. СТРУКТУРНА СХЕМА ТРАКТУ ПЕРЕДАЧИ.

Радиопередающие устрою призначені на формування радіочастотних сигналів, їх посилення і наступного передачі цих сигналів до потребителю.

Загальна структурна схема радіопередавального устрою то, можливо представленій у вигляді, зображеному на рис. 1.1 [1].

Рис. 1.1.

Основними елементами цієї схеми являются:

— збудник, готовий до формування несе колебания;

— модулирующее пристрій, змінює параметри несе коливання для однозначного відображення у ньому переданої информации;

— підсилювач потужності, готовий до забезпечення необхідних енергетичних характеристик електромагнітних колебаний.

Методи проектування збудників, модулирующих пристроїв, підсилювачів потужності і знаходять способи вирішення спільних питань побудови радіопередавальних пристроїв описані у [1−4]. Нині зростають вимоги до таких параметрами радіопередавальних пристроїв як коефіцієнт корисної дії, рівень вихідний потужності, смуга робочих частот, рівень внеполосных випромінювань, массогабаритные показники, вартість, які у значною мірою визначаються застосовуваними у яких підсилювачами мощности.

У випадку структурна схема підсилювача потужності то, можливо представленій у вигляді, наведеному на рис. 1.2.

Рис. 1.2.

Вхідні ланцюг корекції й узгодження що з вхідним транзистором утворюють вхідний каскад, межкаскадная коригувальна ланцюг (КЦ) і вихідний транзистор утворюють вихідний каскад. За необхідності між вхідним і вихідним каскадом можна включити чи кілька проміжних каскадів. Вхідні ланцюг корекції й рішучого узгодження варта узгодження вхідного опору підсилювача потужності з вихідним опором модулятора та формування заданої амплитудно-частотной характеристики вхідного каскаду. Найбільшого поширення набула нині отримала реалізація вхідний ланцюга корекції й узгодження як послідовного сполуки аттенюатора і КЦ тієї ж структури, як і межкаскадная КЦ [5, 6]. Межкаскадная КЦ варта формування заданої амплитудно-частотной характеристики вихідного каскаду. Согласующе-фильтрующее пристрій служить усунення впливу реактивної складової вихідного импеданса транзистора до рівня вихідний потужності вихідного каскаду, для реалізації оптимального, себто досягнення вихідний потужності, опору навантаження внутрішнього генератора транзистора вихідного каскаду, задля забезпечення рівня внеполосных випромінювань радіопередавального устройства.

Радіопередавачі найчастіше класифікують за п’ятьма основним ознаками [3, 4]: призначенню, об'єкту використання, діапазону робочих частот, потужності і виду випромінювання. У цьому навчально-методичному посібнику розглянуті питання ланцюгів формування амплитудно-частотных характеристик, узгодження та фільтрації транзисторних широкосмугової та полосовых підсилювачів потужності радіопередавальних пристроїв діапазону метрових і дециметрових хвиль. Передбачається, що потрібна вихідна потужність радіопередавача може бути отримана від однієї сучасного транзистора без використання пристроїв підсумовування потужності кількох активних елементів. Для широкосмугових підсилювачів це десятки ватів, для полосовых — сотні ватт.

1.2. МОДЕЛІ ПОТУЖНИХ ТРАНЗИСТОРОВ.

Використовувані нині методи проектування підсилювачів потужності радіопередавальних пристроїв діапазону метрових і дециметрових хвиль засновані на застосуванні односпрямованих моделей потужних біполярних і польових транзисторів [7−12], принципові схеми яких наведено рис. 1.3 і 1.4.

Рис. 1.3. Односпрямована модель біполярного транзистора.

Значення елементів односпрямованої моделі біполярного транзистора, представленої на рис. 1.3, можна розрахувати за такими формулам [7, 10]:

;

;

;

.

де , — індуктивності висновків бази й эмиттера;

— опір базы;

— ємність коллекторного перехода;

 — максимально допустимі постійна напруга коллектор-эмиттер та постійний струм коллектора.

При розрахунках за схемою заміщення наведеної на рис. 1.3, замість використовують параметр — коефіцієнт посилення транзистора за проектною потужністю як двостороннього узгодження [3], равный:

(1.1).

де = - кругова частота, де коефіцієнт посилення транзистора за проектною потужністю як двостороннього узгодження дорівнює единице;

— поточна кругова частота.

Формула (1.1) і односпрямована модель (рис. 1.3) справедливі області робочих частот вище [11], де — статичний коефіцієнт передачі струму у схемі із загальним эмиттером; - гранична частота коефіцієнта передачі струму у схемі із загальним эмиттером.

Рис. 1.4. Односпрямована модель польового транзистора.

Значення елементів односпрямованої моделі польового транзистора, представленої на рис. 1.4, можна розрахувати за такими формулам [1, 11]:

=+;

=+;

=,.

де — ємність затвор-исток;

— ємність затвор-сток;

— ємність сток-исток;

— крутизна;

— опір сток-исток;

— опір навантаження каскаду на польовому транзисторе.

Наведені у цьому навчально-методичному посібнику співвідношення для проектування вхідних, вихідних межкаскадных КЦ, ланцюгів фільтрації й узгодження широкосмугової та полосовых підсилювачів потужності радіопередавальних пристроїв засновані на використанні наведених односпрямованих моделей транзисторов.

2. ПРОЕКТУВАННЯ ВИХІДНИХ ЛАНЦЮГІВ КОРЕКЦІЇ, УЗГОДЖЕННЯ І ФИЛЬТРАЦИИ.

Побудова согласующе-фильтрующих пристроїв радіопередавачів діапазону метрових і дециметрових хвиль грунтується на використанні вихідних КЦ, широкосмугових трансформаторів импедансов на феритах, полосовых трансформаторів импедансов, виконаних вигляді фільтрів нижніх частот, фільтруючих пристроїв, як яких найчастіше використовують фільтри Чебишева і Кауэра.

2.1. ВИХІДНА КОРИГУВАЛЬНА ЛАНЦЮГ ШИРОКОСМУГОВОГО УСИЛИТЕЛЯ.

Під час проектування широкосмугових передавачів малої і середній потужності основна мета застосування вихідний КЦ підсилювача цього передавача є вимога реалізації постійної в заданої смузі робочих частот величини ощущаемого опору навантаження внутрішнього генератора транзистора вихідного каскаду. Це необхідне забезпечення ідентичності режимів роботи транзистора різними частотах заданого діапазону, що дозволяє віддавати на додачу не залежне від частоти необхідну значення вихідний мощности.

Поставлене мета досягається включенням вихідний ємності транзистора (див. рис. 1.3 і 1.4) в фільтр нижніх частот, вживаний у ролі вихідний КЦ [2]. Принципова схема усилительного каскаду з вихідний КЦ приведено на рис. 2.1,а, еквівалентна схема включення вихідний КЦ по перемінному току — на рис. 2.1,б, де — розділовий конденсатор, — резисторы базового дільника, — резистор термостабилизации, — блокувальний конденсатор, — дросель, — опір навантаження, — елементи вихідний КЦ, — ощущаемое опір навантаження внутрішнього генератора транзистора вихідного каскада.

а) б).

Рис. 2.1.

Працюючи підсилювача без вихідний КЦ модуль коефіцієнта відображення || ощущаемого опору навантаження внутрішнього генератора транзистора дорівнює [2]:

|| =, (2.1).

де — поточна кругова частота.

І тут відносні втрати вихідний потужності, зумовлені наявністю, становлять величину [2]:

(2.2).

де — максимальне значення вихідний потужності на частоті за умови рівності нулю ;

— максимальне значення вихідний потужності на частоті при наличии.

Описана в [2] методика Фано дозволяє при заданих і верхньої граничной частоті смуги пропускання розроблюваного підсилювача розрахувати такі значення елементів вихідний КЦ і, що забезпечують мінімально можливу величину максимального значення модуля коефіцієнта відображення в смузі частот від нуля до. У таблиці 2.1 наведено узяті з [2] нормовані значення елементів, ,, і навіть коефіцієнт, визначальний величину ощущаемого опору навантаження щодо якого обчислюється .

Справжні значення елементів розраховуються по формулам:

(2.3).

де = - верхня кругова частота смуги пропускання усилителя.

Приклад 2.1. Розрахувати вихідну КЦ для усилительного каскаду на транзисторі КТ610А (=4 пФ [13]), при = 50 Ом, =600 МГц. Визначити і зменшення вихідний потужності на частоті під час використання КЦ і нее.

Рішення. Знайдемо нормоване значення: = = = 0,7536. У таблиці 2.1 найближче значення одно 0,753. Цьому значенням відповідають:= 1,0; = 0,966; =0,111; =1,153. Після денормирования по формулам (2.3) одержимо: = 12,8 нГн; = 5,3 пФ; = 43,4 Ом. Використовуючи співвідношення (2.1), (2.2) знайдемо, що за відсутності вихідний КЦ зменшення вихідний потужності на частоті, обумовлене наявністю, становить 1,57 разу, а у її використанні - 1,025 раза.

Таблиця 2.1 — Нормовані значення елементів вихідний КЦ

0,10,20,30,40,5 0,1800,3820,5470,6820,788 0,0990,1950,2850,3670,443 0,0000,0020,0060,0130,024 1,0001,0011,0021,0101,020.

0,60,70,80,91,0 0,8650,9170,9490,9630,966 0,5130,5790,6420,7040,753 0,0370,0530,0710,0910,111 1,0361,0591,0861,1171,153.

1,11,21,31,41,5 0,9580,9440.9270,9040,882 0,8230,8810,9400,9981,056 0,1310,1530,1740,1950,215 1,1931,2381,2841,3321,383.

1,61,71,81,9 0,8580,8330,8080,783 1,1151,1731,2331,292 0,2350,2550,2730,292 1,4371,4901,5481,605.

2.2. ВИХІДНИЙ СОГЛАСУЮЩИЙ ТРАНСФОРМАТОР ШИРОКОСМУГОВОГО УСИЛИТЕЛЯ.

Під час проектування широкосмугових передавачів середньої та великої потужності однією з основних є завдання максимального використання транзистора вихідного каскаду підсилювача по вихідний потужності. Оптимальний опір навантаження потужного транзистора, яким він віддає максимальну потужність, становить одиниці ом [2]. Тому між вихідним каскадом і навантаженням підсилювача включається трансформатор импедансов, реалізований, зазвичай, на ферритовых осердях і довгих лініях [1−4, 14]. Принципова схема усилительного каскаду з трансформатором импедансов, у яких коефіцієнт трансформації опору 1:4, приведено на рис. 2.2,а, еквівалентна схема по перемінному току — на рис. 2.2,б, де — конденсатор фільтра; - трансформатор; , — елементи схеми активної коллекторной термостабилизации [15]; - транзистор вихідного каскаду підсилювача. На рис. 2.2,в наведено досвід використання трансформатора з коефіцієнтом трансформації 1:9.

б).

а) в).

Рис. 2.2.

Відповідно до [16, 17] при заданому значенні нижньої граничной частоти смуги пропускання розроблюваного підсилювача необхідну число витків довгих ліній, наматываемых на ферритовые сердечники трансформатора, визначається выражением:

(2.4).

де d — діаметр сердечника в сантиметрах;

N — кількість довгих ліній трансформатора;

— відносна магнітна проникність матеріалу сердечника;

P.S — площа поперечного перерізу сердечника в квадратних сантиметрах.

Значення коефіцієнта перекриття частотного діапазону трансформирующих і підсумовуючих пристроїв на ферритовых осердях і довгих лініях лежать у межах 2· 104…8·104 [16, 17]. Тому, прийнявши коефіцієнт перекриття рівним 5· 104, верхня гранична частота смуги пропускання трансформатора може бути оцінена з соотношения:

(2.5).

При розрахунках трансформаторів импедансов по співвідношенням (2.4) і (2.5) треба враховувати, що реалізація більше однієї ГГц технічно важко можна здійснити через вплив паразитних параметрів трансформаторів з його характеристики [3].

Необхідну хвилеве опір довгих ліній розроблюваного трансформатора вираховується за формулою [16, 17]:

. (2.6).

Методика виготовлення довгих ліній з заданим хвилевим опором описано на [18].

Вхідний опір трансформатора, розробленого з урахуванням (2.4) — (2.6), равно:

. (2.7).

Приклад 2.2. Розрахувати, , трансформатора на ферритовых осердях і довгих лініях з коефіцієнтом трансформації опору 1:9, якщо = 50 Ом, = 5 кГц.

Рішення. Як ферритовых сердечників трансформатора виберемо кільця марки М2000НМ 20×10×5,имеющих параметри: = 2000; d = 6 див; P. S = 0,5 см². З (2.5) — (2.7) визначимо: N = 3, = 16,7 Ом, = 250 МГц. Тепер щодо відомим параметрами кільця з (2.4) знайдемо: n=16,7. Тобто до створення трансформатора импедансов з = 5 кГц необхідно кожному ферритовом кільці намотати щонайменше 17 витків. Довжина одного витка довгою лінії, намотаної на ферритовое кільце, дорівнює 3 див. Примножуючи це значення на 17, одержимо, що мінімальна довжина довгих ліній мусить бути щонайменше 51 див. З огляду на необхідність сполуки довгих ліній між собою, з навантаженням і виходом підсилювача, слід довжину кожної довгою лінії збільшити на.

2…3 см.

2.3. ВИХІДНИЙ СОГЛАСУЮЩИЙ ТРАНСФОРМАТОР ПОЛОСОВОГО УСИЛИТЕЛЯ.

Під час проектування полосовых передавачів середньої та великої потужності, як і під час проектування широкосмугових, однією з основних є завдання максимального використання по вихідний потужності транзистора вихідного каскаду підсилювача. Але цього разі між вихідним каскадом і навантаженням підсилювача включається трансформатор импедансов, виконаний у вигляді фільтра нижніх частот [3, 19, 20]. Найчастіше він виконується як фільтра нижніх частот четвертого порядку [19−23]. Принципова схема усилительного каскаду з такою трансформатором приведено на рис. 2.3,а, еквівалентна схема по перемінному току — на рис. 2.3,б, де елементи формують трансформатор импедансов, який би оптимальне, себто досягнення максимального значення вихідний потужності, опір навантаження транзистора та практично не впливають на форму АЧХ усилительного каскаду. Методика розрахунку оптимального опору навантаження потужного транзистора дана в [2, 3, 24].

Найповніша і зручна для інженерних розрахунків методика проектування аналізованих трансформаторів импедансов приведено в [25, 26]. У таблиці 2.2 представлені узяті з [26] нормовані щодо і значення елементів для відносної смуги робочих частот трансформатора рівної 0,2 і 0,4 й у коефіцієнта трансформації опору лежачого не більше 2…30 раз, де = - вхідний опір трансформатора в смузі його роботи, = - середня кругова частота смуги робочих частот трансформатора.

а) б).

Рис. 2.3.

Вибір w рівної 0,2 і 0,4 зумовлено тим, що це найчастіше реалізована відносна смуга робочих частот полосовых передавачів середньої та великої потужності, позаяк у цьому випадку перекривається кожній із каналів телевізійного мовлення діапазони ЧМ і FM радіомовлення [27].

Таблиця 2.2 — Нормовані значення елементів трансформатора.

2 3 4 6 8 10 15 20 30.

w = 0,2 0,821 1,02 1,16 1,36 1,51 1,62 1,84 2,02 2,27.

0,881 0,797 0,745 0,671 0,622 0,585 0,523 0,483 0,432.

w = 0,4 0,832 1,04 1,19 1,40 1,56 1,69 1,95 2,15 2,46.

0,849 0,781 0,726 0,649 0,598 0,559 0,495 0,453 0,399.

При вибраних значеннях нормовані значення елементів визначаються з співвідношень [23]:

(2.8).

Справжні значення елементів розраховуються по формулам:

(2.9).

Приклад 2.3. Розрахувати елементи трансформатора импедансов (рис. 2.3) при w = 0,2, = 20 і призначена до роботи на FM діапазоні (88…108 МГц) на навантаження 75 Ом.

Рішення. З таблиці 2.2 для = 20 знайдемо: = 2,02, = 0,483. По формулам (2.8) визначимо: = 9,67, = 0,101. З огляду на те, що == 3,75 Ом, а == 6.154· 108 з (2.9) одержимо: = 12,3 нГн, = 208 пФ, = 58,9 нГн, = 43,7 пФ.

2.4. ФІЛЬТРИ ВИЩИХ ГАРМОНІЙНИХ СКЛАДОВИХ ПОЛОСОВОГО УСИЛИТЕЛЯ.

Вихідні каскади полосовых підсилювачів потужності працюють, зазвичай, як з отсечкой коллекторного струму, позаяк у цьому випадку можна отримати навантаженні значно більшу потужність, ніж від каскаду, працював у режимі без відсічення, за одночасного забезпеченні вищого коефіцієнта корисної дії [2, 3, 4, 9, 24]. Але цього разі сигнал не вдома підсилювача не синусоидальным і у своєму спектрі вищі гармонійні складові, що призводять до великим внеполосным випромінюванням. Відповідно до вимогами ГОСТ [28, 29], рівень будь-якого побічного (внеполосного) радіовипромінювання передавачів з вихідний потужністю понад 25 відсотків Вт може бути щонайменше ніж 60 дБ нижче максимального значення вихідний потужності радіосигналу. Зазначене вимога досягається установкою на виходах підсилювачів потужності фільтруючих пристроїв, як яких найчастіше використовують фільтри Чебишева (рис. 2.4) і фільтри Кауэра (рис. 2.5) [2, 3, 4, 30].

Рис. 2.4.

Рис. 2.5.

У таблиці 2.3 представлені узяті з [31] нормовані щодо і значення елементів наведених фільтрів, відповідні максимального значення загасання в смузі пропускання рівному 0,1 дБ.

Таблиця 2.3 — Нормовані значення елементів фільтрів.

Тип, дБ.

N=5 Ч 37 1,14 1,37 1,97 1,37 1,14.

До 57 1,08 1,29 0,078 1,78 1,13 0,22 0,96.

N=6 Ч 49 1,16 1,40 2,05 1,52 1,90 0,86.

До 72 1,07 1,28 0,101 1,82 1,28 0,19 1,74 0.87.

N=7 Ч 60 1,18 1,42 2,09 1,57 2,09 1,42 1,18.

До 85 1,14 1,37 0,052 1,87 1,29 0,23 1,79 1,23 0,17 1,03.

У цьому прийнято такі позначення: N — порядок фільтра; - гарантоване згасання вищих гармонійних складових не вдома фільтра; Ч — фільтр Чебишева; До — фільтр Кауэра.

Справжні значення елементів розраховуються по формулам:

(2.10).

Приклад 2.4. Розрахувати фільтр Кауэра п’ятого порядку при = 50 Ом і = 100 МГц.

Рішення. З таблиці 2.3 знайдемо, що нормовані значення елементів фільтра Кауэра п’ятого порядку рівні: = 1,08; = 1,29; = 0,078; = 1,78; = 1,13; = 0,22; = 0,96. Після денормирования по формулам (2.10) одержимо: = 34,4 пФ; = 103 нГн; = 2,5 пФ; = 56,7 пФ; = 90 нГн; = 7,0 пФ; = 30,6 пФ. Відповідно до таблиці 2.3, спроектований фільтр забезпечує гарантоване згасання вищих гармонійних складових не вдома фільтра однакову 57 дБ.

3. ПРОЕКТУВАННЯ ЛАНЦЮГІВ ФОРМУВАННЯ АМПЛИТУДНО-ЧАСТОТНЫХ ХАРАКТЕРИСТИК.

Ланцюги формування амплитудно-частотных характеристик (АЧХ) служать для реалізації якомога більшої для заданого схемного рішення коефіцієнта посилення усилительного каскаду за одночасного забезпеченні заданого припустимого ухиляння його АЧХ від необхідної форми. До них належать межкаскадные і вхідні коригувальні ланцюга (КЦ). Необхідність виконання зазначеного вимоги зумовлена тим, що коефіцієнт посилення одного каскаду многокаскадного підсилювача потужності метрового і дециметрового діапазону хвиль вбирається у 3−10 дБ [5, 19, 20]. І тут збільшення коефіцієнта посилення кожного каскаду, наприклад, на 2 дБ, дозволяє підвищити коефіцієнт корисної дії всього підсилювача потужності 1,2−1,5 разу [32].

Завдання перебування значень елементів КЦ, які забезпечують максимальний коефіцієнт посилення каскаду, у кожному випадку може стати вирішеною з допомогою програм оптимізації. Проте наявність хорошого початкового наближення значно скорочує етап наступної оптимізації чи робить її зайвим [3, 20, 33].

Розглянемо метод параметрического синтезу КЦ підсилювачів потужності радіопередавальних пристроїв метрового і дециметрового діапазону хвиль, дозволяє за таблицями нормованих значень елементів КЦ здійснювати реалізацію підсилюючих каскадів з максимально можливим для заданого схемного рішення коефіцієнтом посилення за одночасного забезпеченні заданого припустимого ухиляння АЧХ від необхідної форми [32].

3.1. МЕТОД ПАРАМЕТРИЧЕСКОГО СИНТЕЗУ ПОТУЖНИХ ПІДСИЛЮЮЧИХ КАСКАДІВ З КОРРЕКТИРУЮЩИМИ ЦЕПЯМИ.

Відповідно до [3, 34, 35], коефіцієнт передачі усилительного каскаду з КЦ в символьному вигляді може бути описаний дробно-рациональной функцією комплексного переменного:

(3.1).

де ;

— нормована частота;

— поточна кругова частота;

— верхня кругова частота смуги пропускання широкосмугового підсилювача, або центральна кругова частота полосового усилителя;

— коефіцієнти, є функціями параметрів КЦ і нормованих елементів апроксимації вхідного импеданса транзистора усилительного каскада.

Виберемо як прототипу передавальної характеристики (3.1) дробно-рациональную функцію вида:

. (3.2).

Знайдемо такі її коефіцієнти, які дозволять із системи нелінійних рівнянь [11]:

(3.3).

розрахувати нормовані значення елементів КЦ, щоб забезпечити максимальний коефіцієнт посилення каскаду при заданому допустимому ухилянні його АЧХ від необхідної формы.

Теоретично підсилювачів немає розробленої методики розрахунку коефіцієнтів. Тож їх розрахунку скористаємося методом оптимального синтезу електричних фільтрів [36, 37].

Відповідно до зазначеним методом час торкнутися квадрату модуля функції (3.2):

де.

— вектор коефіцієнтів ;

— вектор коефіцієнтів .

За відомими коефіцієнтам функції, коефіцієнти функції (3.2) можуть визначити з допомогою наступного алгоритму [38]:

1. До функцій здійснюється заміна перемінної, і обчислюються нулі полиномов чисельника і знаменателя.

2. Кожен із полиномов чисельника і знаменника представляється як твори двох полиномов, одна з яких може бути полиномом Гурвіца [36].

3. Ставлення полиномов Гурвіца чисельника і знаменника є шуканої функцією .

Аби вирішити завдання перебування векторів коефіцієнтів складемо систему лінійних неравенств:

(3.4).

де — дискретне безліч кінцевого числа точок в заданої унормованого області частот;

— необхідна залежність квадрата модуля на безлічі ;

— дозволене ухиляння від ;

— мала константа.

Перше нерівність в (3.4) визначає величину припустимого ухиляння АЧХ каскаду від необхідної форми. Друге й третє нерівності визначають умови фізичної можливості бути реалізованим рассчитываемой МКЦ [35]. З огляду на, що полиномы і позитивні, модульні нерівності усунути простими й записати завдання наступному виде:

(3.5).

Рішення нерівностей (3.5) є стандартної завданням лінійного програмування [39]. На відміну від теорії фільтрів, де дана завдання вирішується за умови мінімізації функції мети:, нерівності (3.5) слід виконувати лише за умови її максимізації:, що він відповідає досягненню максимального значення коефіцієнта посилення рассчитываемого каскаду [40].

Отже, метод параметрического синтезу залежить від следующем:

1) перебування дробно-рациональной функції комплексного змінного, яка описує коефіцієнт передачі усилительного каскаду з КЦ;

2) синтез коефіцієнтів квадрата модуля прототипу передавальної характеристики усилительного каскаду з КЦ по заданим значенням і ;

3) розрахунок коефіцієнтів функции-прототипа по відомим коефіцієнтам її квадрата модуля;

4) рішення системи нелінійних рівнянь (3.3) щодо нормованих значень елементів МКЦ.

Багаторазове рішення системи лінійних нерівностей (3.5) щодо різноманітних і дозволяє здійснити синтез таблиць нормованих значень елементів МКЦ, якими ведеться проектування усилителей.

Відомі схемні рішення побудови КЦ підсилювачів потужності відрізняються більшою розмаїтістю. Але через складності настроювання й високої чутливості характеристик підсилювачів до розкиду параметрів складних КЦ в підсилювачах потужності радіопередавальних пристроїв метрового і дециметрового діапазону хвиль мало застосовуються КЦ більш четвертого-п'ятого порядку. [3, 5, 19, 20, 41].

Скористаємося описаної вище методом параметрического синтезу підсилюючих каскадів з КЦ для синтезу таблиць нормованих значень елементів найефективніших схемних рішень побудови КЦ широкосмугової та полосовых підсилювачів мощности.

3.2. ПАРАМЕТРИЧНИЙ СИНТЕЗ ШИРОКОСМУГОВИХ ПІДСИЛЮЮЧИХ КАСКАДОВ.

На рис. 3.1−3.3 наведено схеми КЦ, найбільш уживані при побудові широкосмугових підсилювачів потужності метрового і дециметрового діапазону хвиль [5, 7, 12, 42−44].

Рис. 3.1. Четырехполюсная диссипативная КЦ другого порядка.

Рис. 3.2. Четырехполюсная реактивна КЦ третього порядка.

Рис. 3.3. Четырехполюсная диссипативная КЦ четвертого порядка.

Можна Здійснити синтез таблиць нормованих значень елементів наведених схемних рішень КЦ.

3.2.1. ПАРАМЕТРИЧНИЙ СИНТЕЗ ШИРОКОСМУГОВИХ ПІДСИЛЮЮЧИХ КАСКАДІВ З КОРИГУЮЧОЇ ЛАНЦЮГОМ ДРУГОГО ПОРЯДКА.

Практичні дослідження різних схемних рішень підсилюючих каскадів з КЦ на польових транзисторах показують, що схема КЦ, представлена на рис. 3.1 [43, 45, 46], є одним із найефективніших, з погляду досяжних характеристик, простоти настроювання й конструктивної реализации.

Аппроксимируя вхідний і вихідний импедансы транзисторів і - і - ланцюгами [8, 12, 47] знайдемо вираз до розрахунку коефіцієнта передачі послідовного сполуки транзистора і КЦ:

(3.6).

де ;

;

— нормована частота;

— поточна кругова частота;

— верхня кругова частота смуги пропускання розроблюваного усилителя;

— крутість транзистора ;

— вихідний опір транзистора ;

— нормовані щодо і значення елементів ;

— вихідна ємність транзистора ;

— вхідні индуктивность і вхідні ємність транзистора .

Як прототипу передавальної характеристики каскаду виберемо функцію вида.

(3.7).

квадрат модуля якої равен:

. (3.8).

Для висловлювання (3.8) складемо систему лінійних нерівностей (3.5):

(3.9).

Вирішуючи (3.9) щодо різноманітних, за умови максимізації функції мети:, знайдемо коефіцієнти квадрата модуля функции-прототипа (3.8), відповідні різним значенням припустимого ухиляння АЧХ від необхідної форми. Вираховуючи полиномы Гурвіца знаменника функції (3.8), визначимо необхідні коефіцієнти функции-прототипа (3.7). Вирішуючи систему нелінійних уравнений.

щодо що за різних значеннях, знайдемо нормовані значення елементів КЦ, наведеної на рис. 3.1. Результати обчислень для випадку, коли дорівнює 0,25 дБ і 0,5 дБ, зведені в таблицю 3.1.

Таблиця 3.1 — Нормовані значення елементів КЦ

= ± 0,25 дБ = ± 0,5 дБ.

0,010,050,10,150,20,30.40,60,811,21,51,722,533,54,568 1,591,591,591,591,591,591,591,591,591,581,581,461,731,621,611,611,601,601,601,60 88,218,19,316,394,933,472,742,011,651,431,281,181,020,9770,8940,8370,7960,7410,6920,656 160,332,0616,0310,698,025,354,012,682,011,611,351,170,8710,7870,6350,5300,4550,3540,2660,199 2,022,022,022,022,022,022,022,022,022,022,022,022,012,002,032,032,022,022,022,02 10 120,6410,577,215,503,863,022,181,761,511,341,171,091,000,900,830,780,720,670,62 202,340,520,213,510,16,755,063,732,532,021,691,351,191,020,8070,6730,5770,4490,3370,253.

Вже згадана КЦ можна використовувати й у ролі вхідний КЦ [44]. І тут слід сприймати:, де — активна і емкостная складові опору генератора.

При заданих і розрахунок КЦ зводиться до пошуку нормованого значення, визначенню за таблицею 3.1 відповідних значень та його денормированию.

Приклад 3.1. Розрахувати КЦ однокаскадного транзисторного підсилювача з допомогою синтезованих даних таблиці 3.1, за умов: використовуваний транзистор 3П602А; = 50 Ом; верхня частота смуги пропускання підсилювача дорівнює 1,8 ГГц; допустима нерівномірність АЧХ дорівнює ± 0,5 дБ. Принципова схема каскаду приведено на рис. 3.4. Для термостабилизации струму спокою транзистора 3П602А, у схемі застосована активна колекторна термостабилизация на транзисторі КТ361А [48]. На виході каскаду включена вихідна коригувальна ланцюг, мало яка робить спотворень у АЧХ каскаду, що складається з елементів 2,7 нГн, 0,64 пФ і забезпечує мінімально можливе значення максимальної величини модуля коефіцієнта відображення ощущаемого опору навантаження внутрішнього генератора транзистора (див. розділ 2.1).

Рис. 3.4 Рис. 3.5.

Рішення. Використовуючи довідкові дані транзистора 3П602А [49] і співвідношення до розрахунку значень елементів односпрямованої моделі польового транзистора [1], получим:=2,82 пФ, =0,34 нГн. Нормоване щодо і значення одно: 1,77. Найближча величина в таблиці 3.1 становить 1,7. І тому значення і.

+ 0,5 дБ з таблиці знайдемо: =2,01; =1,09; =1,19. Після денормирования елементів КЦ одержимо: =3,2 пФ; =.

4,3 нГн; =3,96 нГн; =60 Ом. Коефіцієнт посилення аналізованого підсилювача дорівнює [14]: = 4,4.

На рис. 3.5 (крива 1) приведено АЧХ розрахованого підсилювача, розрахований з допомогою повної еквівалентній схеми заміщення транзистора [49]. Але тут представлена експериментальна характеристика підсилювача (крива 2), і АЧХ підсилювача, оптимизированного з допомогою програми оптимізації, реалізованої серед математичного пакета для інженерних і наукових розрахунків MATLAB [50] (крива 3). Криві 1 і трьох практично збігаються, що свідчить про високої точності аналізованого методу параметрического синтезу. Оптимальність отриманого рішення свідчить і наявність чебышевского альтернанса АЧХ [35].

3.2.2. ПАРАМЕТРИЧНИЙ СИНТЕЗ ШИРОКОСМУГОВИХ ПІДСИЛЮЮЧИХ КАСКАДІВ З КОРИГУЮЧОЇ ЛАНЦЮГОМ ТРЕТЬОГО ПОРЯДКА.

Схема четырехполюсной реактивної КЦ третього порядку приведено на рис. 3.2 [5, 42, 45]. Як зазначено в [51] розглянута КЦ дозволяє реалізувати коефіцієнт посилення каскаду близька до теоретичного межі, що визначається коефіцієнтом посилення транзистора як двостороннього узгодження на вищої частоті смуги пропускання [7].

Аппроксимируя вхідний і вихідний импедансы транзисторів і - і - ланцюгами [11, 19, 35], від схеми, наведеної на рис. 3.2, час торкнутися схемою, наведеної на рис. 3.6.

Рис. 3.6 Рис. 3.7.

Вводячи ідеальний трансформатор після конденсатора і застосовуючи перетворення Нортону [2, 3], час торкнутися схемою представленої на рис. 3.7. Для отриманої схеми відповідно до [7, 11, 35] коефіцієнт передачі послідовного сполуки КЦ і транзистора може бути описаний в символьному вигляді дробно-рациональной функцією комплексного переменного:

(3.10).

де ;

— нормована частота;

— поточна кругова частота;

— верхня кругова частота смуги пропускання розроблюваного усилителя;

; (3.11).

— коефіцієнт посилення транзистора за проектною потужністю як двостороннього узгодження на частоті [7];

— частота, де коефіцієнт посилення транзистора за проектною потужністю як двостороннього узгодження дорівнює единице;

; (3.12).

, — нормовані щодо і значення елементів ,.

Переходячи від схеми рис. 3.7 до схемою рис. 3.6 по відомим значенням найдём:

(3.13).

де ;

— нормоване щодо і значення .

Як функции-прототипа передавальної характеристики (3.15) виберемо дробно-рациональную функцію вида:

. (3.14).

Квадрат модуля функции-прототипа (3.14) має вид:

(3.15).

Для висловлювання (3.15) складемо систему лінійних нерівностей (3.5):

(3.16).

Вирішуючи (3.16) щодо різноманітних за умови максимізації функції мети?, знайдемо коефіцієнти квадрата модуля функции-прототипа (3.15), відповідні різним значенням припустимого ухиляння АЧХ від необхідної форми. Вираховуючи полиномы Гурвіца знаменника функції (3.15), визначимо необхідні коефіцієнти функции-прототипа (3.14). Вирішуючи систему нелінійних уравнений.

щодо, що за різних значеннях, знайдемо нормовані значення елементів КЦ, наведеної на рис. 3.2. Результати обчислень зведені в таблицю 3.2.

Аналіз отриманих результатів дозволяє визначити таке. Для заданого значення існує певна значення при перевищенні, якого реалізація каскаду з необхідної формою АЧХ стає неможливою. Більшого значенням відповідає менше дозволене значення, у якому реалізується необхідна форма АЧХ. Це пов’язано з зменшенням добротності аналізованої ланцюга зі збільшенням .

Досліджувана КЦ можна використовувати і як вхідний коригуючої ланцюга підсилювача. І тут під час розрахунків треба думати, де — активна і емкостная складові опору генератора.

Приклад 3.2. Розрахувати КЦ однокаскадного підсилювача на транзисторі КТ939А за умов: 50 Ом; = 2 пФ; верхня частота смуги пропускання дорівнює 1 ГГц; допустима нерівномірність АЧХ ± 0,25 дБ. Вибір Кучми на як приклад проектування однокаскадного варіанта підсилювача обумовлений можливістю простий експериментальної перевірки точності результатів розрахунку, чого неможливо досягти при реалізації многокаскадного підсилювача. Принципова схема підсилювача приведено на рис. 3.8.

Таблиця 3.2 — Нормовані значення елементів КЦ

Нерівномірність АЧХ.

=?0.1 дБ1.8051.4150.868 0.1280.1260.1220.1120.090.050.0 1.3621.3931.4231.4721.551.6681.805 2.0981.8771.7051.5031.2841.0790.929 0.3030.3320.3580.3920.4360.4820.518.

=?0.25 дБ2.141.751.40 0.9 130.090.0870.080.0650.040.0 1.7251.7531.7841.831.9022.002.14 2.8262.5512.3032.0391.7571.5061.278 0.2870.3130.3410.3750.4190.4650.512.

=?0.5 дБ2.522.012.04 0.6 470.06420.6 210.0570.0470.030.0 2.1442.1642.1962.242.3032.3882.52 3.6683.3813.0252.6672.322.0021.69 0.2590.2780.3060.3410.3810.4260.478.

=?1.0 дБ3.132.263.06 0.3 990.03930.3 750.0330.0250.0120.0 2.8172.8422.8722.9182.983.0623.13 5.0254.4824.0163.53.042.6292.386 0.2160.240.2650.30.3380.380.41.

На виході каскаду включена вихідна коригувальна ланцюг, мало яка робить спотворень у АЧХ каскаду, що складається з елементів.

6,4 нГн, 5,7 пФ і забезпечує мінімально можливе значення максимальної величини модуля коефіцієнта відображення ощущаемого опору навантаження внутрішнього генератора транзистора (див. розділ 2.1).

Рис. 3.8 Рис. 3.9.

Рішення. Використовуючи довідкові дані транзистора КТ939А [13] і співвідношення до розрахунку значень елементів односпрямованої моделі [10], одержимо: 0,75 нГн; 1,2 Ом; 15. Нормовані щодо і значення елементів рівні: 0,628; 0,0942; 0,024. Підставляючи в (3.12) і коефіцієнт функции-прототипа з таблиці 3.2 для = ± 0,25 дБ розрахуємо: = 0,012. Найближча табличная величина дорівнює нулю. Для зазначеного значення з таблиці 3.2 знайдемо: = 2,14; = 1,278; = 0,512. Підставляючи знайдені величини в (3.13), одержимо: =1,512; =0,1943; =0,9314. Денормируя отримані значення елементів КЦ, визначимо: =4,8 пФ; =0,6 пФ; =7,4 нГн. Тепер щодо (3.11) обчислимо: =1,81. Резистор на рис. 3.8, включений паралельно, необхідний встановлення заданого коефіцієнта посилення на частотах менш [11] і вираховується за формулою [52]:

.

На рис. 3.9 приведено АЧХ спроектованого однокаскадного підсилювача, розрахований з допомогою повної еквівалентній схеми заміщення транзистора КТ939А [9] (крива 1). Але тут представлена експериментальна характеристика підсилювача (крива 2).

3.2.3. ПАРАМЕТРИЧНИЙ СИНТЕЗ ШИРОКОСМУГОВИХ ПІДСИЛЮЮЧИХ КАСКАДІВ З ЗАДАНИМ НАХИЛОМ АМПЛИТУДНО-ЧАСТОТНОЙ ХАРАКТЕРИСТИКИ.

Проблема розробки СУМ з заданим підйомом (спадом) АЧХ пов’язана з необхідністю компенсації нерівномірності АЧХ джерел усиливаемых сигналів, або з усуненням частотно-зависимых втрат надходжень у кабельних систем зв’язку, або з вирівнюванням АЧХ малошумящих підсилювачів, вхідні каскади яких реалізуються не залучаючи ланцюгів високочастотної коррекции.

Схема коригуючої ланцюга, які забезпечують реалізацію заданого підйому (спаду) АЧХ усилительного каскаду, приведено на рис. 3.3 [7, 53, 54].

Аппроксимируя вхідний і вихідний импедансы транзисторів і - і - ланцюгами від схеми, наведеної на рис. 3.3, час торкнутися схемою наведеної на рис. 3.10.

Рис. 3.10 Рис. 3.11.

Вводячи ідеальний трансформатор після конденсатора і застосовуючи перетворення Нортону, час торкнутися схемою, представленої на рис. 3.11.

Коефіцієнт передачі послідовного сполуки КЦ і транзистора для отриманої схеми може бути описаний в символьному вигляді дробно-рациональной функцією комплексного переменного:

(3.17).

де ;

— нормована частота;

— поточна кругова частота;

— верхня кругова частота смуги пропускання усилителя;

;

;

;

;

;

— нормовані щодо і значення елементів ;

Як прототипу передавальної характеристики (3.17) виберемо функцию:

. (3.18).

Квадрат модуля функции-прототипа (3.18) має вид:

. (3.19).

Для висловлювання (3.19) складемо систему лінійних нерівностей (3.5):

(3.20).

Вирішуючи (3.20) щодо різноманітних і, за умови максимізації функції мети:, знайдемо коефіцієнти квадрата модуля функции-прототипа (3.24), відповідні різним наклонам АЧХ і присвячених різним значенням припустимого ухиляння АЧХ від необхідної форми. Вираховуючи полиномы Гурвіца чисельника і знаменника функції (3.19), визначимо необхідні коефіцієнти функции-прототипа (3.18). Значення коефіцієнтів функции-прототипа, відповідні різним наклонам АЧХ і допустимим уклонениям АЧХ від необхідної форми, рівним 0,25 дБ і 0,5 дБ, наведені у таблицях 3.3 і 3.4.

Вирішуючи систему нелінійних уравнений.

щодо що за різних значеннях, знайдемо нормовані значення елементів КЦ, наведеної на рис. 3.11. Запропонована методика реалізували як програми серед математичного пакета для інженерних і наукових розрахунків Maple V [55]. Результати обчислень зведені до таблиць 3.3 і 3.4.

Аналіз отриманих результатів дозволяє визначити таке. Чим менший необхідну значення, тим менше припустимий підйом АЧХ у якому можлива його апроксимація квадратом модуля функції виду (3.19). Для заданого нахилу АЧХ і заданому значенні існує певна значення, при перевищенні якого реалізація каскаду з необхідної формою АЧХ стає невозможной.

Таблиця 3.3 — Нормовані значення елементів КЦ для =0,25 дБ.

Нахил.

+4 дБ3.323.1215.7363.9813.564 0.0270.2 670.02570.0240.020.0130.0080,0 1.0581.091.1351.1781.2461.331.3791.448 2.1172.1792.2692.3562.4912.662.7582.895 3.5253.4853.4353.3953.3473.3063.293.277 6.8366.2835.5975.0694.4193.8143.5333.205 0.1440.1560.1740.1910.2170.2480.2640.287.

+2 дБ3.223.5766.3854.6433.898 0.3 610.03570.3 450.03250.0290.0240.0150.0 1.591.6381.6961.7531.8241.9022.0142.166 3.183.2763.391 3.5063.6483.8044.0294.332 3.3013.2783.2543.2373.2223.2133.2123.227 5.5985.1074.6074.2043.7973.4373.0312.622 0.1720.1870.2070.2250.2470.2690.30.337.

+0 дБ3.1524.027.075.344.182 0.4 930.0490.0470.0450.040.030.0170.0 2.4252.4822.5952.6612.7812.9583.1413.346 4.8514.9645.195.3225.5635.9166.2826.692 3.1373.133.1223.1213.1253.1433.1753.221 4.5974.2873.7533.5043.1342.7262.4122.144 0.2050.2190.2470.2630.290.3270.360.393.

— 3 дБ3.224.6858.3416.6534.749 0.7 770.0770.0750.070.060.0430.020.0 4.6684.8164.9765.2085.5265.9376.4026.769 9.3369.6339.95 110.41711.5 211.87412.80 413.538 3.0623.0683.0793.1023.1433.213.2993.377 3.5813.2762.9982.682.3552.0511.8031.653 0.2630.2850.3090.340.3790.4210.4620.488.

— 6 дБ3.325.2969.7128.3655.282 0.1320.1310.1270.120.10.080.040.0 16.47 917.12317.88 718.70420.33 421.64223.94 326.093 32.95 934.24735.77 437.40840.66 843.28447.88 552.187 2.8322.8572.8962.9443.0493.1433.3213.499 2.7712.5412.2942.0881.7891.6171.3981.253 0.3570.3850.420.4530.5080.5440.5920.625.

Таблиця 3.4 — Нормовані значення елементів КЦ для =0,5 дБ.

Нахил.

+6 дБ5.422.7255.9413.7314.3 0.0120.1 190.01150.0110.950.00770.0050.0 0.420.4360.4610.480.5160.5460.5810.632 0.8390.8710.9230.9591.0311.0921.1631.265 6.4496.2786.0335.8795.6185.4325.2495.033 12.50 911.60710.3659.6248.4227.6026.8145.911 0.090.0970.1090.1170.1340.1470.1640.187.

+3 дБ4.923.4047.0134.8055.077 0.1 920.0190.1 850.0170.0150.0120.0070.0 0.7010.7290.7590.8070.8490.8960.9591.029 1.4031.4581.5181.6131.6971.7931.9172.058 5.5765.4555.3365.1735.0524.9374.8164.711 8.988.257.5516.6526.0215.4334.8174.268 0.1230.1340.1460.1650.1820.20.2240.249.

0 дБ4.924.0828.3116.0716.0 0.2 910.02880.0280.2 650.0240.0190.010.0 1.0121.0531.0961.1451.2031.2881.4041.509 2.0242.1062.1922.292.4062.5762.8083.018 5.4055.3065.2175.1295.0424.944.8434.787 6.8816.2965.795.3034.8284.2713.6973.301 0.160.1750.190.2070.2260.2530.2870.316.

— 3 дБ5.224.7459.8567.6327.13 0.4 330.0430.4 150.0390.0350.0270.0150.0 1.2661.3181.41.4771.5651.6981.8542.019 2.5322.6362.7992.9533.133.3953.7084.038 5.6185.5315.4175.3315.2535.1725.1175.095 5.6625.2344.6814.2633.8743.4143.0032.673 0.2010.2170.2410.2630.2870.3210.3570.391.

— 6 дБ5.725.34 511.719.7028.809 0.6 030.060.0580.0540.0480.040.020.0 1.2851.3421.4491.5641.6861.8142.0682.283 2.5692.6842.8993.1293.3713.6274.1364.567 6.2916.1886.0315.9065.8125.7445.6835.686 5.0364.7014.1883.7593.3993.0932.6342.35 0.2470.2640.2950.3250.3550.3850.4360.474.

Для переходу від схеми, наведеної на рис. 3.11, до схемою, представленої на рис. 3.10, слід скористатися формулами пересчета:

(3.21).

де.

Табличні значення елементів, у разі, вибираються для величины.

(3.22).

де — коефіцієнт, значення якого наведені у таблицях 3.3 і 3.4.

Таблиці 3.3 і 3.4 можна буде застосувати й у проектування підсилюючих каскадів на польових транзисторах (рис. 3.12).

Рис. 3.12.

І тут зручніше розглядати коефіцієнт передачі з входу транзистора на вхід транзистора, який описується співвідношенням, аналогічним (3.17):

.

де ;

— крутість транзистора ;

— вхідні ємність транзистора ;

— вихідний опір транзистора .

З використанням таблиць 3.3 і 3.4 і до реальних нормованим значенням елементів КЦ, слід користуватися формулами пересчета:

де — нормоване щодо і значення вихідний ємності транзистора ;

— нормоване щодо і значення вхідний ємності транзистора .

Приклад 3.3. Розрахувати КЦ однокаскадного транзисторного підсилювача з допомогою синтезованих таблиць 3.3 і 3.4 за умов: використовуваний транзистор — КТ939А; = 50 Ом; емкостная складова опору генератора = 2 пФ; верхня частота смуги пропускання =1 ГГц; необхідний підйом АЧХ 4 дБ; дозволене ухиляння АЧХ від необхідної форми =0,25 дБ. Принципова схема каскаду приведено на рис. 3.13. На виході каскаду включена вихідна КЦ, що складається з елементів =6,4 нГн, =.

5,7 пФ (див. розділ 2.1).

Рішення. Використовуючи довідкові дані транзистора КТ939А [13] і співвідношення до розрахунку значень елементів односпрямованої моделі [10], одержимо: =0,75 нГн; =1,2 Ом; =15.

Рис. 3.13 Рис. 3.14.

Нормовані щодо і значення рівні: =0,628; =0,0942; =0,024. Підставляючи в (3.22) значення і табличную величину, розрахуємо: =0,019. Найближча табличная величина дорівнює 0,02. Для зазначеного значення з таблиці 3.3 знайдемо: =1,246; =2,491; =3,347; =4,419; =0,217. Підставляючи знайдені величини в формули перерахунку (3.26) одержимо: =1,246; =2,491; =2,719; =2,406; =0,235. Денормируя отримані значення елементів КЦ, визначимо: =62,3 Ом; =19,83 нГн; = 8,66 пФ; 7,66 пФ; 1,87 нГн. Далі за (3.17) обчислимо: = 1,98. Резистор на рис. 3.13, включений паралельно, необхідний встановлення заданого коефіцієнта посилення на частотах менш і вираховується за формулою [52]: .

На рис. 3.14 приведено АЧХ спроектованого однокаскадного підсилювача, розрахований з допомогою повної еквівалентній схеми заміщення транзистора КТ939А [13] (крива 1). Але тут представлена експериментальна характеристика підсилювача (крива 2).

3.3. ПАРАМЕТРИЧНИЙ СИНТЕЗ ПОЛОСОВЫХ ПІДСИЛЮЮЧИХ КАСКАДОВ.

Смугові підсилювачі потужності знаходять широке використання у системах пейджингового і стільникового зв’язку, телевізійному і радіомовлення. На рис. 3.15−3.17 наведено схеми КЦ, найбільш уживані при побудові полосовых підсилювачів потужності метрового і дециметрового діапазону хвиль [3, 5, 6, 19, 20, 32].

Рис. 3.15. Четырехполюсная реактивна КЦ третього порядка.

Рис. 3.16. Четырехполюсная реактивна КЦ четвертого порядка.

Рис. 3.17. Четырехполюсная реактивна КЦ, виконана як фільтра нижніх частот.

Можна Здійснити синтез таблиць нормованих значень елементів наведених схемних рішень КЦ полосовых підсилювачів мощности.

3.3.1. ПАРАМЕТРИЧНИЙ СИНТЕЗ ПОЛОСОВЫХ ПІДСИЛЮЮЧИХ КАСКАДІВ З КОРИГУЮЧОЮ ЛАНЦЮГОМ ТРЕТЬОГО ПОРЯДКА.

Опис аналізованої схеми (рис. 3.15), її використання у полосовых підсилювачах потужності й методику настройки дано у роботах [5, 44, 56]. У розділі 3.2.2 дано опис методики розрахунку аналізованої схеми у її використанні як КЦ широкосмугового підсилювача. У її використання газу як КЦ полосового підсилювача методика розрахунку залишається незмінною, крім зміни умов розрахунку функции-прототипа.

Значення коефіцієнтів функции-прототипа (3.14), відповідні різним величинам відносної смуги пропускання, обумовленою ставленням, де — верхня і нижня граничні частоти полосового підсилювача, для нерівномірності АЧХ ± 0,25 дБ, наведені у таблиці 3.5. Але тут дано результати розрахунку елементів щодо різноманітних значень .

Аналіз отриманих результатів дозволяє визначити таке. При заданому відношенні існує певна значення, при перевищенні якого реалізація каскаду з необхідної формою АЧХ стає неможливою. Це пов’язано з зменшенням добротності аналізованої ланцюга зі збільшенням .

За умов >1,3 в каскаді з аналізованої КЦ коефіцієнт посилення у сфері частот нижче виявляється соизмеримым з його коефіцієнтом посилення в смузі робочих частот. Тож у таблиці наведено результати розрахунків нормованих значень елементів КЦ обмежені ставленням рівним 1,3.

При відомих (див. розділ 3.22) розрахунок КЦ складається з таких етапів. Обчислюються значення елементів. По таблиці вибираються значення відповідні необхідному значенням відносини і розрахованим значенням. По формулам перерахунку (3.13) розраховуються значення здійснюється їх денормирование.

Таблиця 3.5 — Нормовані значення елементів КЦ

=1,05=2.1145=1.2527=1.9394 0.570.00560.540.00490.430.00260.0 2.0362.0432.0512.0622.0722.0922.115 11.81 910.7639.7328.617.8686.7115.78 0.0810.0880.0970.1090.1190.1380.159.

=1,1=1.0630=1.1546=0.75 594 0.3 470.0340.0330.030.0250.0160.0 0.9070.920.9330.9560.9811.0151.063 3.6063.2772.9932.622.312.0051.705 0.2310.2510.2710.3020.3340.3720.417.

=1,2=1.2597=1.1919=0.7321 0.7 050.06950.0680.0630.0540.0360.0 1.0041.0221.0381.071.1081.1651.26 2.6222.4032.2161.9451.7071.4571.199 0.2780.2980.3180.3520.3870.4310.485.

=1,3=1.2830=1.13 763=0.60 930 0.1060.1050.1020.0940.080.050.0 0.9630.981.0061.0441.0911.1691.283 2.0561.9031.7081.4961.3111.1040.919 0.3070.3270.3550.390.4260.4720.517.

Вже згадана КЦ (рис. 3.15) можна використовувати і як вхідний коригуючої ланцюга підсилювача. І тут під час розрахунків треба думати, де — активна і емкостная складові опору генератора.

Приклад 3.4. Розрахувати КЦ однокаскадного підсилювача на транзисторі КТ939А за умов: 50 Ом, де — опір навантаження; = 2 пФ; центральна частота смуги пропускання дорівнює 1 ГГц; відносна смуга пропускання дорівнює 1,1. Вибір Кучми на як приклад проектування однокаскадного варіанта підсилювача обумовлений можливістю простий експериментальної перевірки точності результатів розрахунку, чого неможливо досягти при реалізації многокаскадного підсилювача. Схема підсилювача приведено на рис. 3.18. На виході підсилювача включена вихідна коригувальна ланцюг, що складається з елементів = 4 нГн, = 4,7 пФ (див. розділ 2.1).

Рис. 3.18 Рис. 3.19.

Рішення. Використовуючи довідкові дані транзистора КТ939А [13] і співвідношення до розрахунку значень елементів односпрямованої моделі [10], одержимо: 0,75 нГн; 1,2 Ом; 15. Нормовані щодо і значення елементів рівні: 0,628; 0,0942; 0,024. Підставляючи і коефіцієнт для випадку =1,1 з таблиці в (3.12), розрахуємо: = 0,004. Найближча табличная величина дорівнює 0,0. Для зазначеного значення з таблиці знайдемо: = 1,063; = 1,705; = 0,417. Підставляючи знайдені величини в (3.13) одержимо: = 0,435; = 0,03; = 2,39. Денормируя отримані значення елементів КЦ визначимо: = 1,38 пФ; = 0,1 пФ; = 19 нГн. Тепер щодо (3.11) обчислимо: = 1,96.

На рис. 3.19 приведено АЧХ спроектованого однокаскадного підсилювача, розрахований з допомогою повної еквівалентній схеми заміщення транзистора КТ939А [13] (крива 1). Але тут представлена експериментальна характеристика підсилювача (крива 2).

3.3.2. ПАРАМЕТРИЧНИЙ СИНТЕЗ ПОЛОСОВЫХ ПІДСИЛЮЮЧИХ КАСКАДІВ З КОРИГУЮЧОЮ ЛАНЦЮГОМ ЧЕТВЕРТОГО ПОРЯДКА.

Опис аналізованої схеми (рис. 3.16), її використання у полосовых підсилювачах потужності й методику настройки дано у роботах [5, 6, 21].

Аппроксимируя вхідний і вихідний импедансы транзисторів і - і - ланцюгами час торкнутися схемою, наведеної на рис. 3.20.

Рис. 3.20 Рис. 3.21.

Вводячи ідеальний трансформатор після конденсатора і застосовуючи перетворення Нортону, час торкнутися схемою, представленої на рис. 3.21.

Коефіцієнт прямий передачі послідовного сполуки реформованій схеми КЦ і транзистора може бути описаний в символьному вигляді дробно-рациональной функцією комплексного переменного:

(3.23).

де ;

— нормована частота;

— поточна кругова частота;

— центральна кругова частота полосового усилителя;

;

— коефіцієнт посилення транзистора за проектною потужністю як двостороннього узгодження на частоті =1;

(3.24).

(3.25).

— нормовані щодо і значення елементів .

За відомими значенням, переходячи від схеми рис. 3.21 до схемою рис. 3.20, найдём:

(3.26).

де ;

— нормоване щодо і значення .

З (3.23) слід, що коефіцієнт посилення каскаду на частоті =1 равен:

(3.27).

Як прототипу передавальної характеристики (3.23) виберемо функцию:

. (3.28).

Квадрат модуля функции-прототипа (3.28) має вид:

. (3.29).

Для перебування коефіцієнтів складемо систему лінійних нерівностей (3.5):

(3.30).

Вирішуючи (3.30) щодо різноманітних і, за умови максимізації функції мети:, знайдемо коефіцієнти, відповідні різним смугам пропускання полосового усилительного каскаду. Вираховуючи полиномы Гурвіца знаменника функції (3.29), визначимо коефіцієнти функции-прототипа (3.28).

Значення коефіцієнтів функции-прототипа (3.28), відповідні різним величинам відносної смуги пропускання обумовленою ставленням, де — верхня і нижня граничні частоти полосового підсилювача, для нерівномірності АЧХ ± 0,5 дБ, наведені у таблиці 3.6.

Таблиця 3.6 — Нормовані значення елементів КЦ

1.3=0.29 994=2.0906=0.29 406=1.0163 0.740.00060.50.00040.30.00020.10.0 0.22 150.25090.26 260.27210.28 010.28720.29 350.2999 5.0614.4194.2164.0683.9513.8553.7733.702 100.276.2969.2664.2260.2757.0454.3151.96 0.9 040.012000.13 250.014290.15 230.016090.16 890.01764.

1.4=0.42 168=2.1772=0.40 887=1.0356 0.210.00150.0010.70.00050.30.00020.0 0.33 110.37280.39 260.40240.40 840.41390.41 660.4217 3.6743.2313.0662.9942.9512.9142.8962.864 39.4429.3425.9624.4923.6622.9122.5721.93 0.21 580.029310.33 130.035000.36 310.037460.38 030.03911.

1.6=0.55 803=2.2812=0.52 781=1.0474 0.450.0040.0030.0020.150.0010.70.0 0.44 760.47570.50 490.52590.53 490.54310.54 780.5580 3.0022.7992.6302.5272.4872.4522.4332.392 21.5417.7815.0713.5412.9612.4612.1911.63 0.36 200.044240.52 350.058220.60 750.063130.64 480.06747.

1.8=0.75 946=2.4777=0.69 615=1.0844 0.910.0090.0080.0070.0050.0020.0010.0 0.61 800.62510.66 210.68100.70 920.74110.75 140.7595 2.5262.4952.3352.2672.1802.0962.0752.055 12.9312.439.8318.9147.8586.8866.6466.431 0.5 400.05600.7 110.07910.8 920.10130.10 500.1080.

2=0.98 632=2.7276=0.87 132=1.13 0.1 440.0140.0120.010.0070.0050.0010.0 0.8310.8500.8880.9110.9380.9530.9800.986 2.1892.1332.0391.9911.9421.9171.8781.869 8.5437.5866.1825.5785.0104.7364.3194.233 0.0730.0820.1010.1120.1240.1310.1420.145.

Продовження таблиці 3.6.

2.5=1.4344=3.2445=1.1839=1.2206 0.2 360.0220.020.0150.010.0050.0010.0 1.2621.2991.3201.3581.3871.4121.4301.434 1.8421.7931.7701.7361.7141.6991.6891.686 5.4234.3673.9323.3793.0582.8292.6852.652 0.0970.1210.1330.1530.1680.1810.1880.190.

3=2.0083=3.9376=1.5378=1.3387 0.0320.030.0250.020.0150.010.0050.0 1.8271.8641.9001.9271.9501.9711.9902.008 1.6281.6091.5951.5891.5841.5821.5801.579 4.0273.2132.7172.4582.2802.1432.0321.939 0.1120.1390.1630.1780.1900.2000.2090.218.

4=2.9770=5.1519=2.1074=1.573 0.4 140.040.0350.030.020.010.0050.0 2.7872.8122.8482.8722.9122.9462.9622.977 1.4551.4561.4601.4641.4741.4831.4881.492 3.1372.6612.2292.0101.7721.6111.5481.493 0.1240.1440.1700.1850.2070.2230.2310.237.

5=4.131=6.6221=2.7706=1.8775 0.4 790.0450.040.030.020.010.0050.0 3.9363.9724.0004.0404.0734.1034.1284.131 1.3531.3661.3771.3951.4111.4261.4391.440 2.7162.1621.8981.6351.4781.3661.2871.279 0.1300.1600.1800.2040.2210.2350.2450.247.

6=4.79=7.4286=3.109=2.0246 0.0500.0480.0450.040.030.020.010.0 4.6044.6254.6444.6674.7044.7354.7634.790 1.3151.3251.3341.3461.3661.3821.3991.415 2.4132.1051.9141.7301.5181.4011.2841.206 0.1390.1570.1710.1860.2080.2230.2370.248.

У таблиці подано також результати обчислень нормованих значень елементів, отримані з рішення системи нерівностей (3.3) відповідні різним значенням .

Аналіз отриманих результатів дозволяє визначити таке. Для заданої відносної смуги пропускання існує певна значення, при перевищенні якого реалізація каскаду з необхідної формою АЧХ стає неможливою. Це пов’язано з зменшенням добротності аналізованої ланцюга зі збільшенням .

Вже згадана КЦ (рис. 3.16) можна використовувати і як вхідний КЦ. І тут під час розрахунків треба думати, .

Приклад 3.5. Розрахувати КЦ однокаскадного транзисторного підсилювача, що є однією з восьми канальних підсилювачів вихідного підсилювача потужності 500 Вт передавача FM діапазону, за умов: 75 Ом; =10 пФ; діапазон частот 88−108 МГц; як усилительного елемента використовувати транзистор КТ970А.

Принципова схема каскаду приведено на рис. 3.22. Елементи.

11 нГн, 240 пФ, 56 нГн, 47 пФ формують трансформатор импедансов (див. розділ 2.3), який би оптимальне, себто досягнення максимального значення вихідний потужності, опір навантаження транзистора та практично не впливає на форму АЧХ усилительного каскада.

У каскаді використаний стабілізатор напруги базового усунення транзисторах КТ817Г, який би стабілізацію кута відсічення коллекторного струму транзистора КТ970А [23].

Рішення. Використовуючи довідкові дані транзистора КТ970А [13] і співвідношення до розрахунку значень елементів односпрямованої моделі [10], одержимо: 0,053 Ом; 0,9 нГн; = 113, де опір бази транзистора; індуктивності висновків бази й эмиттера транзистора.

Рис. 3.22 Рис. 3.23.

Для заданого діапазону частот маємо: = 6,15?108; = 1,23; Нормовані щодо і значення елементів рівні: 7,06?10−4; 7,38?10−3; 0,46. Використовуючи табличні значення, для = 1,3, відповідно до (3.3) з (3.25) одержимо: =5,4?10−4. Найближче табличное значення = 5?10−4, котрій: 0,2626; 4,216; 69,26; 0,1 325. По співвідношенням (3.26) визначимо: 0,2626; 3,756; 54,56; 0,0093. Здійснюючи денормирование елементів КЦ, маємо: 32 нГн; 81,4 пФ; 1183 пФ;

1,1 нГн. По співвідношенню (3.27) знайдемо коефіцієнт посилення каскаду: 7,33.

На рис. 3.23 приведено АЧХ спроектованого однокаскадного підсилювача, розрахований з допомогою повної еквівалентній схеми заміщення транзистора [13] (крива 1). Але тут представлена експериментальна характеристика підсилювача (крива 2).

3.3.3. ПАРАМЕТРИЧНИЙ СИНТЕЗ ПОЛОСОВЫХ ПІДСИЛЮЮЧИХ КАСКАДІВ З КОРИГУЮЧОЮ ЛАНЦЮГОМ, ВИКОНАНОЮ У ВИГЛЯДІ ФІЛЬТРА НИЖНІХ ЧАСТОТ.

Опис схеми КЦ, наведеної на рис. 3.17, її використання у полосовых підсилювачах потужності, і навіть методика настройки дано у [19, 20, 25, 57]. Відомі методи розрахунку зазначеної КЦ [20, 25, 57] не враховують частотну залежність коефіцієнта посилення транзистора не більше робочого діапазону, що причиною значних спотворень форми АЧХ розроблюваних усилителей.

Аппроксимируя вхідний і вихідний импедансы транзисторів і - і - ланцюгами час торкнутися схемою, наведеної на рис. 3.24.

Рис. 3.24.

Коефіцієнт прямий передачі послідовного сполуки КЦ і транзистора може бути описаний в символьному вигляді дробно-рациональной функцією комплексного переменного:

(3.31).

де ;

— нормована частота;

— поточна кругова частота;

— центральна кругова частота полосового усилителя;

;

— коефіцієнт посилення транзистора за проектною потужністю як двостороннього узгодження на частоті =1;

(3.32).

;

;

— нормовані щодо і значення елементів ;

— активна і емкостная складові вихідного опору транзистора ;

— активна і индуктивная складові вхідного опору транзистора .

З (3.31) слід, що коефіцієнт посилення на частоті =1 равен:

. (3.33).

Як прототипу характеристики (3.31) виберемо функцию:

. (3.34).

Квадрат модуля функции-прототипа (3.34) має вид:

. (3.35).

Для висловлювання (3.35) складемо систему лінійних нерівностей (3.5):

(3.36).

Вирішуючи (3.36) щодо різноманітних і за умови максимізації функції мети:, знайдемо коефіцієнти, відповідні різним смугам пропускання полосового усилительного каскаду. Вираховуючи полиномы Гурвіца знаменника функції (3.35), визначимо коефіцієнти функции-прототипа (3.34).

Значення коефіцієнтів функции-прототипа щодо різноманітних смуг пропускання і нерівномірності АЧХ ±0,25 дБ наведені у таблиці 3.7. Але тут представлені результати обчислень нормованих значень елементів, отримані з рішення системи нерівностей (3.3) й формує відповідні різним значенням .

Аналіз отриманих результатів дозволяє визначити таке. Для заданої відносної смуги пропускання, обумовленою ставленням, де — верхня і нижня граничні частоти полосового підсилювача, існує певна значення, при перевищенні якого реалізація каскаду з необхідної формою АЧХ стає неможливою. При припустимою нерівномірності АЧХ, рівної 0,25 дБ, її апроксимація функцією (2.34) можлива за умови. При припустимою нерівномірності АЧХ більш 0,25 дБ, область апроксимації збільшується незначно. Тому підсилювача з смугою пропускання більше октави з допомогою зображеною на рис. 3.17 КЦ невозможно.

Вже згадана КЦ (рис. 3.17) можна використовувати і як вхідний КЦ підсилювача. І тут під час розрахунків треба думати, .

Таблиця 3.7 — Нормовані значення елементів КЦ

1.2=0.28 324=2.0380=0.26 888=0.98 884 0.58 470.0005180.5 060.0004850.450.00040.320.00020.0 5.7735.2945.0524.8384.6124.3964.1623.9293.677 0.17 730.19470.20 240.21010.21 920.22890.24 060.25370.2698 164.6153.8141.4130.8119.8109.297.8086.4374.36 0.590.00620.680.00740.820.0090.1 010.01150.0134.

1.3=0.40 850=2.0543=0.36 889=0.96 466 0.18 960.001760.1 720.001640.1 510.001320.1 070.00060.0 3.7593.5653.4523.3223.1863.0502.9222.7572.615 0.27 630.29060.29 750.30630.31 660.32820.34 010.35740.3741 57.5854.0450.7247.1343.4739.8636.5232.2528.65 0.1 610.01730.1 860.02010.2 200.02420.2 660.03040.0344.

1.4=0.56 846=2.0762=0.48 523=0.93 726 0.4 820.004590.4 470.004250.3 900.003350.2 600.001600.0 2.6192.5282.4522.3742.2912.2012.1142.0291.931 0.39 990.41130.41 850.42720.43 750.45000.46 340.47780.4960 25.5224.0922.5521.0619.5617.9816.4915.0813.50 0.3 520.03760.4 070.04410.4 800.05280.5 810.06420.0724.

1.6=0.75 048=1.9966=0.57 207=0.81 594 0.108 960.01050.1 010.00960.860.00730.530.00340.0 1.8531.8111.7461.7031.6441.5901.5301.4861.426 0.53 630.54430.55 190.55840.56 840.57880.59 180.60220.6176 12.3811.8610.8810.279.5118.8468.1337.6346.970 0.6 690.07060.7 860.08430.9 260.10090.11 140.11980.1329.

Продовження таблиці 3.7.

1.8=0.84 428=1.8738=0.57 990=0.69 360 0.161 140.01550.1 510.01440.1 330.01150.0090.470.0 1.5211.4831.4501.4171.3801.3381.2941.2401.196 0.60 610.61330.61 670.62140.62 750.63580.64 540.65900.6711 8.5538.0837.6507.2366.8206.3615.9195.3954.991 0.8 920.09580.10 280.11040.11 890.12960.14 150.1580.1731.

2=0.87 096=1.7385=0.55 020=0.58 961 0.18 780.01810.1 770.0170.1 550.0140.0110.0070.0 1.3481.3201.2941.2671.2291.2021.1611.1221.071 0.62 760.63380.63 620.63960.64 560.65080.65 960.66940.6833 7.3066.9756.6046.2655.8305.5385.1264.7454.291 0.0970.10 280.11030.11 810.12940.13 790.15170.16 650.1876.

Приклад 3.6. Розрахувати КЦ однокаскадного транзисторного підсилювача, що є однією з чотирьох канальних підсилювачів вихідного підсилювача потужності 250 Вт передавача п’ятого каналу телебачення, за умов: 75 Ом, діапазон усиливаемых частот 92−100 МГц, використовуваний транзистор — КТ970А.

Схема каскаду приведено на рис. 3.25. Елементи 12,5 нГн,.

213 пФ, 60 нГн, 44 пФ формують трансформатор импедансов, який би оптимальне, себто досягнення максимального значення вихідний потужності, опір навантаження транзистора та практично не впливає на форму АЧХ усилительного каскада.

Рішення. Використовуючи довідкові дані транзистора КТ970А [13] і співвідношення до розрахунку значень елементів односпрямованої моделі [10], одержимо: 0,053 Ом; 0,9 нГн, = 110, де опір бази транзистора, індуктивності висновків бази й эмиттера транзистора.

Рис. 3.25 Рис. 3.26.

Для заданого діапазону частот маємо: = =6,0288· 108, = 1,087. Нормоване щодо значення одно: 7,06· 10−4. Відповідно до таблиці 3.7, розрахованим значенням відповідає мінімально досяжною є смуга пропускання, обумовлена величиною =1,3. Найближче табличное значення, за умови =1,3, одно 6· 10−4. І тому значення з таблиці знайдемо: =2,757; =0,3574; =32,25; =0,0304. Здійснюючи денормирование елементів КЦ, одержимо: =61 пФ; =44,46 нГн; =713,2 пФ; =3,78 нГн; = 2,88 нГн. По співвідношенню (3.33) і даним таблиці знайдемо коефіцієнт посилення рассчитываемого каскаду: =5,683.

На рис. 3.26 приведено АЧХ спроектованого однокаскадного підсилювача, розрахований з допомогою повної еквівалентній схеми заміщення транзистора [13] (крива 1). Але тут представлена експериментальна характеристика підсилювача (крива 2).

СПИСОК ВИКОРИСТАНИХ ИСТОЧНИКОВ.

1. Проектування радіопередавальних пристроїв із застосуванням ЕОМ / Під ред. О.В. Алексєєва. — М.: Радіо і зв’язок, 1987. — 392 с.

2. Широкосмугові радиопередающие устрою / Алексєєв О.В., Головков А. А., Полєвой В.В., Соловйов А. А.; Під ред. О.В. Алексєєва. — М.: Зв’язок, 1978. — 304 с.

3. Проектування радіопередавачів / В. В. Шахгильдян, М.С. Шумилін, В.Б. Козирєв та інших.; Під ред. В. В. Шахгильдяна. — М.: Радіо і зв’язок, 2000. — 656 с.

4. Каганів В.І. Радиопередающие устрою. — М.: ИРПО: Видавничий центр «Академія», 2002. — 288 с.

5. Асессоров В. В., Кожевников В. А., Асєєв Ю.Н., Гаганов В. В. Модулі ВЧ підсилювачів потужності для портативних зв’язку // Електрозв’язок. — 1997. — № 7. — З 21-го — 22.

6. Титов А. А. Двухканальный підсилювач потужності з диплексерным виходом // Прилади і експерименту. — 2001. — № 1. — З. 68 — 72.

7. Шварц Н. З. Лінійні транзисторні підсилювачі НВЧ. — М.: Рад. радіо, 1980. — 368 с.

8. Никіфоров В.В., Терентьєв С. Ю. Синтез ланцюгів корекції широкосмугових підсилювачів потужності із застосуванням методів нелінійного програмування // Рб. «Напівпровідникова електроніка у техніці зв’язку» / Під ред. І.Ф. Миколаївського. — М.: Радіо і зв’язок, 1986. — Вип. 26. — З. 136−144.

9. Никіфоров В.В., Куліш Т.Т., Шевнин І.В. До проектування широкосмугових підсилювачів потужності КВУКХдіапазону на потужних МДП-транзисторах // У рб.: Напівпровідникові прилади у техніці зв’язку / Під ред. І.Ф. Миколаївського. — М.: Радіо і зв’язок. -1993. — Вип. 23. — З. 105−108.

10. Титов А. А., Бабак Л. И., Черкашин М. В. Розрахунок межкаскадной согласующей ланцюга транзисторного полосового підсилювача потужності // Електронна техніка. Сер. СВЧ-техника. — 2000. — Вип. 1. — З. 46−50.

11. Бабак Л. И., Шевцов О. Н., Юсупов Р. Р. Пакет програм автоматизованого розрахунку транзисторних широкосмугової та імпульсних УВЧ — і НВЧ підсилювачів // Електронна техніка. Сер. НВЧ — техніка. — 1993. — Вип. 3. — З. 60−63.

12. Шварц Н. З. Підсилювачі НВЧ на польових транзисторах. — М.: Радіо і зв’язок, 1987. — 200 с.

13. Пєтухов В.М. Польові і високочастотні біполярні транзистори середньої та великої потужності та їхні зарубіжні аналоги: Довідник. У 4 томах. — М.: КУбК-а, 1997.

14. Мамонкин І.Г. Підсилювальні устрою. Навчальний посібник для вузів. — М.: Зв’язок. 1977. — 360 с.

15. Титов А. А. Розрахунок схеми активної коллекторной термостабилизации і її використання у підсилювачах із автоматичною регулюванням споживаного струму // Електронна техніка. Сер. НВЧ — техніка. — 2001. — № 2. — З. 26−30.

16. Устрою складання і розподілу потужностей високочастотних коливань / В. В. Заенцев, В. М. Катушкина, С.Є. Лондон, З. И. Модель; Під ред. З. И. Моделя. — М.: Рад. радіо, 1980. — 296 с.

17. Лондон С.Є., Томашевич С. В. Довідник по высокочастотным трансформаторним пристроям. — М.: Радіо і зв’язок, 1984. — 216 с.

18. Титов А. А., Болтовская Л. Г. Високовольтний транзисторний підсилювач однополярных імпульсів // Прилади і експерименту. — 1979. — № 2. — З. 140−141.

19. Гребенников А. В., Никіфоров В.В. Транзисторні підсилювачі потужності для систем рухомий радіозв'язку метрового і дециметрового діапазонів хвиль // Радіотехніка. — 2000 — № 5. — З. 83−86.

20. Гребенников А. В., Никіфоров В.В., Рыжиков Г. Б. Потужні транзисторні підсилювальні модулі для УКХ ЧМ і зайнялося ТБ мовлення // Електрозв’язок. — 1996. — № 3. — З. 28−31.

21. Титов А. А., Кологривов В. А. Параметричний синтез межкаскадной коригуючої ланцюга полосового підсилювача потужності // Електронна техніка. Сер. НВЧ — техніка. — 2002. — Вип. 1. — З. 6−13.

22. Титов А. А. Підсилювач потужності для оптичного модулятора // Прилади і експерименту. — 2002. — № 5. — З. 88−90.

23. Титов А. А. Смуговий підсилювач потужності із підвищеною лінійністю амплітудної характеристики // Прилади і експерименту. — 2003. — № 4. — З. 65−68.

24. Радиопередающие устрою: Підручник для вузів / Л.А. Бєлов, М. В. Благовєщенський, В. М. Богачев та інших.; Під ред. М. В. Благовєщенського, Г. У. Уткіна. — М.: Радіо і зв’язок, 1982. — 408 с.

25. Знаменський А.Є., Нестеров М. И. Розрахунок трансформаторів опорів з зосередженими елементами // Техніка зв’язку. Сер. Техніка радіозв'язку. — 1983. — Вип. 1 — З. 83−88.

26. Знаменський А.Є. Таблиці до розрахунку трансформаторів опорів як фільтрів нижніх частот. // Техніка зв’язку. Сер. Техніка радіозв'язку. — 1985. — Вип. 1. — З. 99−110.

27. Мелихов С. В. Аналоговий і цифрове радіомовлення: Навчальний посібник. — Томськ: Томськ. держ. ун-т системам управління і радіоелектроніки, 2002. — 251 с.

28. ГОСТ 20 532– — 83. Радіопередавачі телевізійні 1 — 5 діапазонів. Основні параметри, технічні вимоги, і методи вимірів. — М.: Видавництво стандартів, 1984. — 34 с.

29. ГОСТ Р 50 890 — 96. Передавачі телевізійні малопотужні. Основні параметри. Технічні вимоги. Методи вимірів. — М.: Видавництво стандартів, 1996. — 36 с.

30. Іванов В. К. Устаткування радіотелевізійних передавальних станцій. — М.: Радіо і зв’язок, 1989. — 336 с.

31. Зааль Р. Довідник із розрахунку фільтрів: Пер. з ньому. — М.: Радіо і зв’язок. 1983. — 752 с.

32. Титов А. А., Григор'єв Д. А. Параметричний синтез межкаскадных коригувальних ланцюгів високочастотних підсилювачів потужності // Радіотехніка і електроніка. — 2003. — № 4. — З 442−448.

33. Howard A. Higher manufacturing yields using DOE // Microwave J. — 1994. — Vol. 37. — No. 7. — P. 92 — 98.

34. Бабак Л. И., Пушкарьов В. П., Черкашин М. В. Розрахунок сверхширокополосных НВЧ підсилювачів з диссипативными корректирующими ланцюгами // Вісті вузів. Радіоелектроніка. — 1996. — Том 39. — № 11. — З. 20 — 28.

35. Ku W.H., Petersen W.C. Optimum gain-bandwidth limitation of transistor amplifiers. // IEEE Trans. — 1975. — Vol. CAS — 22. — No. 6. — P. 523 — 533.

36. Ланнэ А. А. Оптимальний синтез лінійних електронних схем. — М.: Зв’язок, 1978. — 336 с.

37. Трифонов І.І. Розрахунок електронних ланцюгів із наперед заданими частотними характеристиками. — М.: Радіо і зв’язок, 1988. — 304 с.

38. Балабанян М. Синтез електричних ланцюгів. — М.: Госэнергоиздат, 1961. — 543 с.

39. Муртаф Б. Сучасне лінійне програмування: Пер. з анг. — М.: Світ, 1984. — 224 с.

40. Смирнов Р. А. Оптимізація параметрів імпульсних і широкосмугових підсилювачів. — М.: Енергія, 1976. — 200 с.

41. Титов А. А. Розрахунок межкаскадной коригуючою ланцюга многооктавного транзисторного підсилювача потужності. // Радіотехніка. — 1987. — № 1. — З. 29 — 31.

42. Мелихов С. В., Титов А. А. Широкосмуговий підсилювач потужності із підвищеною лінійністю // Прилади і експерименту. — 1988. — № 3. — З. 124 — 125.

43. Титов А. А., Ільюшенка В.М., Авдоченко Б.І., Обихвостов В. Д. Широкосмуговий підсилювач потужності до роботи на неузгоджену навантаження // Прилади і експерименту. — 1996. — № 2. — З. 68 — 69.

44. Окснер Э. С. Потужні польові транзистори та їх застосування: Пер. з анг. — М.: Радіо і зв’язок, 1985. — 288 с.

45. Брауде Г. З. Корекція телеі імпульсних сигналів. // Рб. статей. — М.: Зв’язок, 1967. — 245 с.

46. Титов А. А. Параметричний синтез межкаскадной коригуючою ланцюга широкосмугового підсилювача потужності на польових транзисторах. // Радіотехніка. — 2002. — № 3 — З. 90−92.

47. Obregon J., Funck F., Borvot P. S. A 150 MHz — 16 GHz FET amplifier. // IEEE International solid-state Circuits Conference. — 1981, February. — P. 66 — 67.

48. Авдоченко Б.І., Ільюшенка В.М., Донських Л. П. Пикосекундные підсилювальні модулі на транзисторах з затвором Шотки // Прилади і експерименту. — 1986. — № 5. — З. 119−122.

49. Грінберг Г. С., Могилевська Л., Хотунцев Ю. Л. Кількісна моделювання нелінійних пристроїв на польових транзисторах з бар'єром Шотки // Електронна техніка. Сер. СВЧ-техника. — 1993. — Вип. 4. — З. 18−22.

50. Потьомкін В. Г. Система інженерних і наукових розрахунків MATLAB 5. x: — У 2-х томах. — М.: ДИАЛОГ-МИФИ, 1999.

51. Титов А. А. Параметричний синтез межкаскадной коригуючою ланцюга сверхширокополосного підсилювача потужності // Вісті вузів. Сер. Електроніка. — 2002. — № 6. — З. 81−87.

52. Бабак Л. И., Дергунов С. А. Розрахунок ланцюгів корекції сверхширокополосных транзисторних підсилювачів потужності НВЧ // Рб. «Радіотехнічні методи і засоби вимірів» — Томськ: Вид-во Том. ун-ту, 1985 г.

53. Жайворонків В.І., Изгагин Л. Н., Шварц Н. З. Транзисторний підсилювач НВЧ з смугою пропускання 1 — 1000 МГц // Прилади і експерименту. — 1972. — № 3. — З. 134−135.

54. Титов А. А. Параметричний синтез широкосмугових підсилюючих щаблів з заданим нахилом амплитудно-частотной характеристики // Вісті вузів. Сер. Радіоелектроніка. — 2002. — № 10. — З. 26−34.

55. Манзон Б. М. Maple 5 Power Edition — М.: Інформаційно-видавничий будинок «Филинъ», 1998. — 240 с.

56. Титов А. А. Розрахунок амплітудної характеристики каскаду, працював у режимі з отсечкой коллекторного струму // Вісті вузів. Сер. Радіоелектроніка. — 2003. — № 2. — З. 33−37.

57. Вай Кайчень. Теорія і проектування широкосмугових согласующих ланцюгів: Пер. з анг. — М.: Зв’язок, 1979. — 288 с.