Теорія

Уміння вирішувати складні науково-технічні завдання (основна функція сучасного інженера електронної техники.

Навчитися вирішувати завдання (головна мета навчального процесса.

Досягнення успіху шлях до найскладніших завданням має починатися з простого. Саме у учебно (методический комплект з кожного предмета повинно входити посібник у вирішенні завдань. Рішення завдань сприяє більш глибокому засвоєнню лекційного матеріалу, прищеплює навички інженерного підходу до розв’язання технічних завдань. Практичні розрахунки повинні розвивати студентам чітке розуміння меж застосовності тих чи інших формул.

Завдання переважно складено в такий спосіб, крім знань параметрів і характеристик приладу потрібно розуміння фізичної сутності процесів, які у них.

Ця робота орієнтована здебільшого студентів заочного і вечірнього факультетів спеціальності 2201, 2206, тому кожен новий розподіл супроводжується досить докладним теоретичним матеріалом. Частина завдань в збірнику дана з докладним аналізом і рішення, рекомендаціями до вирішення, з теоретичним узагальненням. Навчальний посібник можна використовувати студентами денний форми навчання дітей і як за фахами 2201, 2206, а й суміжних із нею, що з проектуванням радіоелектронної аппаратуры.

Основні розділи з курсу «Електроніка» опрацьовані досить докладно теоретично та практично (з допомогою завдань прикладів, але автор роботи мав на меті замінити даним посібником весь матеріал, який належить студентові вивчати за програмою названої дисципліни. Докладніше і детальне вивчення курсу «Електроніка» рекомендується з літератури, на яку посилається авторка у кінці пособия.

КОНТАКТНІ ЯВИЩА У ПОЛУПРОВОДНИКЕ.

1.1. Загальні сведения.

Напівпровідниками називають велику групу матеріалів, котрі за своєму питомій електричному опору займають проміжне становище між провідниками і диэлектриками. Зазвичай до напівпровідників відносять матеріали з питомим опором (= 103 (109 Ом (см, до провідників (металам) (матеріали з ((104 Ом (см, а до диэлектрикам (матеріали з ((1010 Ом (см.

Електропровідність чистого напівпровідника називається власної електропровідністю. Характер електропровідності істотно змінюється при додаванні домішки. У напівпровідникових приладах задіяні лише примесные напівпровідники, кількість домішки суворо дозується (приблизно один атом домішки на 107 (108 атомів основного материала.

У основі роботи більшості напівпровідникових приладів та активних елементів інтегральних мікросхем лежить використання властивостей p-n-переходов. Залежно від функціонального призначення прибора различают:

Електричний перехід у полупроводнике (це граничний прошарок поміж двома областями, виконаними з напівпровідникового матеріалу, має різні фізичні характеристики.

Электронно-дырочный перехід (це граничний шар, збіднений носіями і розташований між двома областями напівпровідника з різними типами проводимости.

Гетеропереходи (це переходи між двома напівпровідниковими матеріалами, мають різну ширину забороненої зоны.

Перехід металл (полупроводник (одне з областей є металом, а інша (полупроводником. Контакти металл (полупроводник, залежно від призначення, виготовляються выпрямляющими і невыпрямляющими.

2. Электронно-дырочный p-n-переход.

Такі переходи може бути cимметричными і несиметричними. У практиці більше поширені несиметричні p-n-переходы, у подальшому теорія орієнтуватиметься на них.

При симетричних переходах області напівпровідника мають однакову концентрацію домішки, а несиметричних (різну (концентрації домішок різняться кілька порядків (в тисячі й десятки тисяч раз).

Кордони переходів може бути плавними чи різкими, причому при плавних переходах технологічно важко забезпечити якісні вентильні властивості, що необхідні нормальної роботи діодів і транзисторів, тому різкість кордону грає істотну роль; про можливе різке переході концентрації домішок за українсько-словацьким кордоном розділу областей змінюються з відривом, сумірному з дифузійної довжиною L.

Для электронно-дырочного p-n-перехода характерні три стану: рівноважний; прямосмещенное (яке проводить); обратносмещенное (непроводящее).

Рівноважний стан p-n-перехода розглядається за відсутності напруги на зовнішніх затисках. У цьому за українсько-словацьким кордоном двох областей діє потенційний бар'єр, що перешкоджає рівномірному розподілу носіїв з усього обсягу напівпровідника. Подолати цей бар'єр у стані лише ті основні носії, які мають досить енергії і вони утворюють через перехід дифузний струм Iдиф. З іншого боку, у кожному галузі мають місце неосновні носії, котрим полі p-n-перехода буде який пришвидшує, ці носії утворюють через перехід дрейфовий струм Iдр, який частіше називають тепловим чи струмом насичення I0. Сумарний струм через рівноважний p-nперехід дорівнюватиме нулю (.

Вільне рух носіїв через электронно-дырочный перехід можливо за незначного зниження потенційного бар'єра p-n-перехода. Перехід носіїв з області до іншої під впливом зовнішнього напруги називається инжекцией. Область, з якої инжектируются носії, називається эмиттером. Область, у якому инжектируются носії, називається базою. Область эмиттера легируется примесными атомами значно сильніші за, ніж база. за рахунок різною концентрації домішкових атомів в несиметричних переходах має місце одностороння инжекция: потік носіїв в галузі з низькою концентрацією домішкових атомів (з убозівської бази) дуже слабка й вони можуть пренебречь.

При прямий полярності зовнішнього джерела рівноважний стан переходу порушується, оскільки полі цього джерела, накладаючись на полі p-nпереходу, послаблює його, заборонена зона переходу зменшується, потенційний бар'єр знижується, опір переходу різко зменшується, диффузионная складова струму натомість зростає в «еu/(t «разів, і є функцією докладеної напряжения.

[pic] де (t = kT/e (температурний потенціал (при кімнатної температурі (t = = 0,025В); k (стала Больцмана;

T (температура; е (заряд электрона.

Складова струму Iо в ідеалізованому переході при вплив прямого зовнішнього напруги залишається практично без зміни. Отже, прямий результуючий струм через ідеальний p-n-переход.

[pic] і окончательно.

[pic].

(1.1).

Рівняння (1.1) ідеального p-n-перехода визначає основні вольтамперные характеристики напівпровідникових приборов.

При побудові ВАХ переходу по (1.1) видно, що з напругах, великих нуля, характеристика йде настільки круто, що одержати потрібний струм, задаючи напруга, неможливо, для ідеального p-n-перехода характерний режим заданого прямого струму, а чи не напряжения.

[pic].

(1.2).

Якщо пам’ятати реальну ВАХ переходу, то обліку підлягає омическое падіння напруги в шарі бази, тобто зовнішнє напруга розподіляється між p-n-переходом і шаром бази (опір бази rб при малу площу переходу їх може становити десятки Ом), тому рівняння (1.1), яке описує статичну ВАХ (рис. 1.1) реального переходу, виглядатиме наступним образом (.

[pic] (1.3).

Величина прямого напруги може залежати багатьох факторов:

1. Від зміни прямого струму. Якщо діапазон зміни прямих струмів становить до двох порядків і більше, то пряме напруга цьому буде змінюватися істотно, але практично діапазон зміни прямого струму значно вужчими, тому Uпр змінюється незначно, в межах такого діапазону може бути вважати постійних і розглядати, як параметр відкритого кремнієвого переходу (U* (нормального режимі U* = 0,7 У, а микрорежиме U* = 0,5 В).

Нормальний токовый режим: Iо = 10(15 А; Iпр= 10(3(10 (4 А (в такому діапазоні зміни прямих струмів напруга Uпр змінюється від 0,69 У до 0,64 В).

Микрорежим: Iо=10(15 А; Iпр= 10(5(10(6 А (в такому діапазоні зміни прямих струмів Uпр змінюється від 0,57 У до 0,52 В).

2. Від зміни теплового струму: що менше теплової струм, то більше вписувалося пряме напряжение.

3. Від зміни температури: у германієвих переходів у разі підвищення температури Uпр може вироджуватися майже нуля.

4. Від зміни площі переходу: пряме напруга зменшується з збільшенням площі перехода.

При зворотної полярності зовнішнього джерела (обратносмещенное непроводящее стан p-n-перехода) полярність зовнішнього джерела напруги збігаються з полярністю контактної різниці потенціалів, потенційний бар'єр p-n-перехода підвищується, заборонена зона переходу розширюється й за певного Uобр дифузний струм через перехід майже припиняється. Носії кожної сфери виявляються «відтиснутими «до краях напівпровідника і тільки струм неосновних носіїв продовжує текти через перехід. Процес захоплення електричним полем неосновних носіїв і перекидання в сусідню область називається экстракцией.

При малих значеннях зворотного напруги через p-n-переход буде спостерігатися рух і основних носіїв, їхнім виокремленням струм, протилежно спрямований току дрейфа (.

[pic].

Результуючий струм через p-n-переход при дії зворотного напряжения.

[pic] (1.4).

Рівняння (1.4) описує зворотний гілка обратносмещенного переходу (рис. 1.1).

При Uобр, більшому 3(t, дифузний струм через перехід прекращается.

Вище зазначено, що струм Iо ідеалізованого переходу залежить від докладеної напруги, але реальний зворотний струм переходу набагато перевищує величину Iо; потрібно чітко відрізняти струм теплової від струму зворотного, названих струму термогенерации; в кремнієвих структурах теплової струм при кімнатної температурі взагалі враховується, оскільки він у 2(3 порядки менший від зворотного потоку. У германієвих переходів теплової струм на 6 порядків більше, ніж в кремнієвих, у германієвих структурах цим струмом нехтувати нельзя.

У реальному переході спостерігається чимала залежність струму неосновних носіїв від докладеної напруги. Річ у тім, що згадані процеси генерації і рекомбінації носіїв відбуваються в нейтральних шарах областей «p «і «n », і у самому переході. У равновесном стані переходу швидкості генерації і рекомбінації всюди однакові, а при дії зворотного напруги, коли розширюється заборонена зона, область переходу сильно збіднюється носіями, у своїй процес рекомбінації уповільнюється, і процес генерації виявляється неврівноваженим. Надлишок генерируемых носіїв захоплюється електричним полем і перенесено у нейтральні верстви (електрони в n-область, а дірки (в p-область). Ці потоки й утворюють струм термогенерации. Струм термогенерации слабко залежить від температури і залежить від величини докладеної зворотного напруги; доречно згадати спрощену формулу залежності швидкість руху електрона в ускоряющем електричному полі від докладеної напряжения (.

[pic].

Зі збільшенням докладеної напруги швидкість електрона збільшується, зростає кількість зіткнень його з атомами в вузлах грати (ударна іонізація), що зумовлює появу нових носіїв заряду. Збільшення числа зарядів призводить до збільшення струму неосновних носіїв, температура переходу збільшується, але це, своєю чергою, призводить до порушення ковалентних зв’язків та зростання носіїв. Процес може взяти лавиноподібний характері і призвести до пробою p-n-перехода (рис. 1.1). Розрізняють такі види пробоїв: тунельний (при напруженості поля переходу понад 106 В/см, до точки «а»); електричний (викликаний ударної іонізацією, після точки «а»), цей тип пробою іноді називають лавинним, причому у переході йдуть оборотні процеси та після зняття зворотного напруги він відновлює свої робочі властивості. При електричному пробое наростання струму майже викликає напруги, що дозволило використати цю особливість характеристики для стабілізації напряжения;

[pic] теплової виникає й унаслідок сильного розігріву переходу (після точки «б»); процеси, які йдуть причому у переході, необоротні, і робочі властивості переходу після розв’язання не відновлюються (ось чому довідкової літературі суворо обмежується величина зворотного напруги на переходах діодів і транзисторов).

Рис. 1.1. ВАХ реального электронно-дырочного p-n-перехода.

Висновок. Аналізуючи пряму і зворотні галузі вольтамперной характеристики, доходимо висновку, що p-n-переход добре проводить струм в прямосмещенном безпечному стані і дуже погано в обратносмещенном, отже, p-n-переход має вентильні властивості, тому може бути використовуватиме перетворення змінного напруги на уряд, наприклад, в выпрямительных пристроях в блоках питания.

1.2.1. Температурні властивості p-n-перехода.

Рівняння (1.1) містить температурно-зависимые параметри (I0 і (t.

I0 (теплової струм, чи струм насичення. Для ідеального переходу I0 визначає величину зворотного потоку, а реальних переходах I0 набагато менше зворотного потоку. Струм Iо залежить від температури (рис. 1.1): навіть незначні зміни температури приводять до зміни Iо на несколько порядков.

Максимально дозволене збільшення зворотного потоку діода визначає максимально допустиму температуру йому, яка составляет.

80(100 оС для германієвих діодів і 150(200 оС для кремниевых.

Мінімально допустима температура для діодів найчастіше у межах від 60 до (70оС.

У германієвих переходів струм I0 на шість порядків більше, ніж в кремнієвих, тому при однакових умов вони прямі напруги на.

0,35 У менший прибуток і залежно від режиму, становлять 0,25(0,15 У (напруга відмикання у германієвих переходів у разі підвищення температури вироджується майже «0 »).

На рис. 1.1 пряма гілка характеристики, знята при 70 оС, змістилася вліво: на підвищення температури набирає чинності власна провідність напівпровідника, число носіїв збільшується, оскільки посилюється процес термогенерации. Зворотний ж гілка ВАХ (рис. 1.1) зміщується вправо, тобто на підвищення температури до +70 оС електричний пробою у переході настає раніше, аніж за температурі +20 оС. При збільшенні зворотного напруги до тепловому току додається струм термогенерации. Разом ці дві струму утворюють через обратносмещенный перехід зворотний струм Iобр. При зміні температури нового значення зворотного потоку можна оп;

ределить з соотношения.

[pic] (1.5) де Iобр.20 оС (значення зворотного потоку за нормальної температури не вище 27 оС (береться з довідкової литературы);

А (коефіцієнт матеріалу, з яких виконано напівпровідниковий прилад (Агермания = 2, Акремния = 2,5);

(t (температурний потенціал, який за кімнатної температурі дорівнює 0,025 У, а за іншої температурі (t можна визначити по формуле.

[pic].

(1.6).

Отже, зі збільшенням температури зворотний струм насичення збільшується приблизно двічі у германієвих й у дві з половиною разу у кремнієвих діодів (1.5).

1.2.2. Частотні і імпульсні властивості p-n-перехода.

При вплив на p-n-переход напруги високої частоти починають виявлятися інерційні властивості переходу: розподіл носіїв при досить швидких змінах струму чи напруги потребує певного часу. Зовнішнє напруга змінює ширину забороненої зони, висоту потенційного бар'єра, граничную концентрацію носіїв (величину об'ємних зарядів у переході), отже, p-n-переход має ємністю. Для p-nпереходу характерні два стану (прямоі обратносмещенное), тому цю ємність можна умовно розділити на дві складові (барьерную і диффузионную. Розподіл ємностей на барьерную і диффузионную є суто умовним, але, тому, що значення це дуже відрізняються, на практиці поняття бар'єрній ємності зручніше використовуватиме обратносмещенного p-n-перехода, а дифузійної (для прямосмещенного.

Бар'єрна ємність відбиває перерозподіл носіїв в p-n-переходе, тобто ця ємність обумовлена нескомпенсированным об'ємним зарядом, зосередженим з обох боків від кордону переходу. Роль диэлектрика у бар'єрній ємності виконує заборонена зона, практично позбавлена носіїв. Бар'єрна ємність залежить від площі переходу, від концентрації домішки, від напруги на переходе (.

[pic] де П (площа p-n-перехода (залежно від площі переходу бар'єрна ємність може змінюватися від одиниць до сотень пикофарад); ((диэлектрическая проникність напівпровідникового матеріалу; Nд (концентрація домішки; U (напруга на переходе.

Значення бар'єрній ємності коштує від десятків до сотень пФ. При постійному напрузі на переході бар'єрна ємність визначається ставленням [pic], а при перемінному [pic].

Особливістю бар'єрній ємності і те, що вона змінюється при зміні напруги на переході (рис. 1.2); зміна бар'єрній ємності за зміни напруги може становити десятиразової величини, тобто ця ємність нелінійна, і за збільшенні зворотного напруги бар'єрна ємність зменшується, оскільки зростає товщина запирающего шару (площа pn-перехода).

Рис. 1.2. Залежність бар'єрній ємності від напряжения.

У силових напівпровідникових приладах площа p-n-перехода робиться великий, тому в них велика величина бар'єрній ємності. Такі напівпровідникові діоди називають плоскостными. Якщо таке устаткування використовувати, наприклад, для випрямлення змінного напруги високої частоти на уряд, то бар'єрна ємність, зашунтировав перехід, порушує його односторонню провідність, тобто перехід втрачає выпрямительные властивості, тому частотний діапазон площинних діодів обмежується промисловими частотами. Але бар'єрна ємність може бути корисною: прилади з явно вираженими ємнісними властивостями (варикапы) використовуються для електронної перебудови контуров.

У точкових p-n-переходов площа переходу мала, тому бар'єрна ємність невелика і частотний діапазон значно ширшим, ніж в плоскостных.

Диффузионная ємність відбиває перерозподіл носіїв в базе (.

[pic] де ((тривалість життя носіїв; Iпр (прямий струм через диод.

Значення дифузійної ємності коштує від сотень до тисяч пФ.

Диффузионная ємність також нелінійна зростає зі збільшенням прямого напруги. Освіта цієї ємності схематично можна наступним чином. Эмиттером вважатимемо p-область, а базою n-область. Носії з эмиттера инжектируются до бази. У базі поблизу переходу відбувається скупчення дірок (об'ємний позитивного заряду, але у це від джерела прямого напруги в n-область надходять електрони, у цій облаcти, ближчі один до зовнішньому висновку, накопичується негативний об'ємний заряд. Отже, в n-области спостерігається освіту двох різнойменних зарядів «+Qдиф «і «(Qдиф ». При постійному напрузі ця ємність сприймається як ставлення абсолютних значень заряду і контактної різниці потенціалів (прямого напряжения)(.

[pic], а при переменном.

[pic].

Оскільки вольт (амперная характеристика переходу нелінійна, те з збільшенням зовнішнього напруги прямий струм зростає швидше, ніж пряме напруга на переході, тому й заряд «Qдиф «зростає швидше, ніж пряме напруга, і диффузионная ємність теж увеличивается.

Диффузионная ємність причина інерційності напівпровідникових приладів під час роботи буде в діапазоні високих частот й у режимі ключа, оскільки процес накопичення та особливо розсмоктування об'ємного заряду вимагає витрати певного времени.

На рис. 1.3, а, б і рис. 1.4, а, б дано спрощені еквівалентні схеми напівпровідникового переходу (найпростішого діода) на низьких і високих частотах.

[pic].

На низьких частотах опору дифузійної і бар'єрній ємностей дуже великі й не надають шунтирующего дії на перехід, тому вони не підлягають учету.

[pic].

Рис. 1.3. Еквівалентні схеми переходу на низьких частотах (а (для дифузійної ємності (Сдиф)(б (для бар'єрній ємності (Сбар).

Опір ємності загалом случае.

[pic].

(1.7) де rp-n (опір прямосмещенного p-n-перехода; rобр (опір обратносмещенного p-n-перехода (rобл< rпр 0): эмиттерный перехід перебуває під прямим, а коллекторный (під зворотним напругою. Для активного режиму формули (2.11) і (2.12) спрощуються, бо за (Uк ((3(t зникають экспоненциальные складові, тож коли знехтувати струмом Iкб0 і обсягом 1-(, то ці висловлювання взагалі упрощаются:

[pic].

(2.13).

[pic].

(2.14).

Режим подвійний инжекции чи насичення (при Uкб < 0): эмиттерный і коллекторный переходи перебувають під прямим напругою. Для режиму подвійний инжекции характерний спад коллекторного струму за незмінної струмі эмиттера. Це (результат зустрічної инжекции із боку коллектора.

Сімейство вхідних ВАХ представляє вузький пучок характеристик, що свідчить про слабкому вплив коллекторного напруги на вхідний напруга. Нахил вихідних коллекторных характеристик також показує слабку залежність коллекторного струму від коллекторного напряжения.

Проте ця залежність є договір пояснити її за допомогою ефекту Эрли.

Вплив ефекту Эрли перебіг вхідних ВАХ ось у чому. Зміна коллекторного напруги призводить до зміни ширини бази. Оскільки струм эмиттера, отже, і градієнт концентрації носіїв задано, зміна ширини бази призводить до зміни граничной концентрації носіїв, але це пов’язана зі зміною напруги на эмиттерном переходе.

Вплив ефекту Эрли на нахил вихідних коллекторных характеристик пояснюється впливом коллекторного напруги на ширину забороненої зони, а отже, і опір коллекторного переходу, і коллекторный струм. Отже, диференціальний опір коллекторного переходу зумовлено ефектом Эрли, тому повне вираз для коллекторного струму з урахуванням ефекту Эрли будет.

[pic].

(2.15).

Нахил коллекторных характеристик транзистора у схемі з ОЭ.

(рис. 2.7, б) виражений сильніше, ніж у схемою з ПРО. Це засвідчує тому, що опір коллекторного переходу і непередбачуване напруження пробою у транзистора в схемою з ОЕ будуть значно менше, ніж у схемою з ПРО. Цю особливість можна пояснити тим, що прирощення (Uкэ частково вихоплює эмиттерном переході, тобто викликає прирощення (Uбэ, неминучими потягне у себе збільшення эмиттерного струму і додаткове прирощення коллекторного тока.

[pic] [pic].

Рис. 2.7. Статичні ВАХ n-p-n-транзистора у схемі з ОЕ: а (вхідні; б (вихідні (затемнена область некерованих токов).

Опір коллекторного переходу в предпробойной області зменшується один+(раз, нахил ВАХ швидко зростає й пробою переходу настає набагато раніше, ніж у схемою з ОБ.

[pic] де: rкп. оэ (опір коллекторного переходу у схемі з ОЕ; rкп. об (опір коллекторного переходу у схемі з ОБ.

Принципові відмінності схем включення транзисторів з ПРО і з ОЭ.

1. У транзистора у схемі з ПРО відсутня посилення по току, але усиле;

ние за напругою у цій схемі краще, ніж у схемою з ОЭ.

2. Схема на транзисторі, включеному за схемою з ОЕ, кращий підсилювачем потужності, позаяк у ній відбувається посилення і з току і з напряжению.

3. У транзистора у схемі з ПРО гірше согласующие властивості, чем в схемою з ОЭ.

4. Опір коллекторного переходу у транзистора у схемі з ПРО більше, ніж у схемою з ОЕ в (1+() раз., отже, напруга пробою коллекторного переходу у транзистора у схемі з ПРО більше, ніж в схеме з ОЭ.

5. Температурні і частотні властивості транзистора у схемі з ПРО краще, ніж у схемою з ОЭ.

6. У транзистора у схемі з ПРО слабше, ніж у схемою з ОЕ, виражений ефект Эрли (вплив коллекторного напруги на коллекторный струм і вхідний напруга помітніше у схемі з ОЭ.

2.6. Статичні параметри транзистора по перемінному току.

Усі параметри транзистора по перемінної залишає струму можна назвати на два группы.

1-ша група (первинні (rэ, rб, rк, (); не можна плутати первинні параметри по перемінної складової струму (rэ, rб, rк) з параметрами по постійної складової струму (rэо, rбо, rко), оскільки котрі з них враховують що й нелинейные властивості транзистора. Визначити їх можна з Тобразних схем заміщення транзистора по перемінному току.

2-га група (вторинні (формальные).

По-друге групу входять чотири системи параметров:

1) система h-параметров (змішані чи гібридні параметры);

2) система Y (q)-параметров (параметри проводимости);

3) система Z ®-параметров (параметри сопротивлений);

4) система P. S (s)-параметров (параметри СВЧ-диапазона).

2.6.1. Система h-параметров (змішані чи гібридні параметры).

Система h-параметров (це система низькочастотних малосигнальных параметрів. Для аналізу цією системою параметрів транзистор рекомендується представляти як активного четырехполюсника (рис. 2.8).

Рис. 2.8. Транзистор як активного четырехполюсника.

Щоб виключити взаємовпливи ланцюгів активного четырехполюсника, hпараметри вимірюються у двох режимах: а) режим холостого ходу (Х.Х.) із боку входу (на вході включається велика индуктивность); б) режим короткого замикання (К.З.) із боку виходу (не вдома включається конденсатор великий ємності, у своїй шлях струму по постійної складової зберігається, а, по перемінної виходить режим короткого замикання. Фізична сутність h (параметров (.

1) h11(опір транзистора на вхідних затисках по переменной.

складової струму, Ом, визначається режимі К.З. із боку выхода (.

[pic] (при U2 = const);

(2.16).

2) h22 (провідність транзистора на вихідних затисках транзистора, Сим (визначається режимі Х.Х. із боку входа).

[pic](при I1= const).

(2.17).

Насправді зручніше користуватися вираженням 1/h22(.

3) h21 (статичний коефіцієнт передачі струму зі входу для виходу, визначається режимі К.З. із боку выхода.

(h21об ((; h21оэ (()([pic] (при U2 = const); (2.18).

4) h12 (коефіцієнт внутрішньої зворотний зв’язок, показує какая часть вихідного напруги через елемент внутрішнього зв’язку потрапляє на вхід (визначається режимі Х, Х, із боку входа):

[pic] (при I1= const).

(2.19).

Система h-параметров називається змішаної, чи гібридної, оскільки параметри мають різні размерности.

Схема заміщення транзистора у системі h-параметров представлена на рис. 2.9.

У схемою заміщення (рис. 2.9) відбиті: а) активні властивості транзистора (з допомогою генератора струму h21I1); б) внутрішня зворотний за напругою в транзисторі (з допомогою генератора напруги на вході h12U2); в) наявність вхідного опору і вихідний провідності транзистора (h11 і h22 соответственно).

[pic].

Рис. 2.9. Схема заміщення транзистора системою h-параметров.

2.7. Температурні і частотні властивості біполярного транзистора.

Розрізняють три головні причини залежності коллекторного струму від температуры:

1) залежність струму неосновних носіїв Iкбо від температури (цей струм подвоюється за зміни температури на кожні 10 оС у германієвих транзисторів і кожні 7 оС у кремниевых;

2) напруга эмиттер-база зі збільшенням температури зменшується (приблизна швидкість цього зменшення (Uбэ / (Т (- 2,5 мВ/оС);

3) коефіцієнт передачі струму бази ((h21) на підвищення температури увеличивается.

Найстрашніше істотне впливом геть роботу транзистора у разі підвищення температури надає струм Iкбо. У результаті струму може відбутися теплової пробою коллекторного перехода.

Температурні властивості транзистора у схемі з ПРО краще, ніж у схемою з ОЕ. Наприклад, якщо температурі 20 оС германиевый транзистор мав коефіцієнт передачі струму эмиттера h21 = 50, струм колектора Ік = 100 мАЛО, струм неосновних носіїв Iкбо = 10 мкА, то, при зміні температури з 20 оС до70 оС у германієвого транзистора у схемі з ПРО станеться збільшення струму Iкбо в 32 разу (1.5), тобто струм Iкбо стане дорівнює 320 мкА, а струм коллектора.

Iк = 100,32 мАЛО. Таке незначне збільшення струму колектора при зміні температури на +50 оС мало порушить роботу транзистора.

У схемою транзисторі з ОЕ картина інша, оскільки наскрізний струм через коллекторный і эмиттерный переходи Iкэо приблизно в (разів більше струму Iкбо, тобто в тієї самої транзистора, що використовувався у схемою з ПРО, при зміні температури ті ж +50 оС станеться збільшення струму неосновних носіїв Iкэо до 16 мАЛО, а коллекторного струму зі 100 мАЛО до.

116 мАЛО. Така зміна струму колектора грунтовно стимулюватиме режим транзистора і вкриваю його основні характеристики. З підвищенням частоти підсилювальні властивості транзистора погіршуються з двох причинам:

1) вплив дифузійної і бар'єрній ємностей эмиттерного і коллекторного переходов;

2) поява фазового зсуву між перемінними складовими струму эмиттера і колектора. Період подводимых коливань стає соизмеримым згодом прольоту носіїв, у базі відбувається накопичення об'ємного заряду, завдяки якому утруднена инжекция носіїв до бази з эмиттера, бо в розсмоктування заряду потрібен час. Коефіцієнт передачі струму эмиттера зменшується уже й стає комплексної величиной.

Для характеристики частотних властивостей транзистора вводяться параметри: гранична частота транзистора fпр (це такий частота, де статичний коефіцієнт передачі струму эмиттера (зменшується в (2 раз по порівнянню з «(», измеренном на частоті 1000Гц; гранична частота транзистора fгр (це такий частота, де модуль коефіцієнта передачі струму бази стає рівним одиниці. Бо на будь-який частоти діапазоні 0,1fгр < f < fгр модуль коефіцієнта передачі струму бази змінюється вдвічі за зміни частоти вдвічі; максимальна частота генерації (найбільша частота, коли він транзистор здатний працювати у схемою автогенератора при оптимальної зворотний зв’язок. Наближено ця частота відповідає выражению.

[pic] де fгр (гранична частота в МГц; (до = r’бСк (стала часу ланцюга зворотний зв’язок, визначальна стійкість усилительного каскаду до самовозбуждению; r’б (розподілене омическое опір базової області; Ск (ємність коллекторного перехода.

8. БІПОЛЯРНІ ТРАНЗИСТОРИ У РОБОЧОМУ РЕЖИМЕ.

2.8.1. Загальні сведения.

Робітникам режимом транзистора прийнято називати його під навантаженням. Функціональна схема підсилювача загалом представлена на рис. 2.9.

[pic].

Рис. 2.9. Функціональна схема електронного усилителя.

У підсилювачах, еквівалентна схема якого представлена на рис. 2.9, джерело керуючої енергії називається джерелом сигналу, а цепь усилителя, у якому надходять його електричні коливання, (входом.

Пристрій, якого підводять посилені коливання, називається навантаженням, а ланцюг підсилювача, до котрої я підключають це навантаження, (виходом. Пристрій, від якої підсилювач отримує енергію, перетворюється їм у посилені електричні коливання, називають джерелом харчування (зазвичай використовують джерело постійної напруги, а виняток становлять лише параметричні усилители).

2.8.2. Рекомендації за вибором транзисторів під час використання в усилительном і ключовому режимах.

2.8.2.1. Вибір типу транзистора.

При виборі типу транзистора в схему підсилювача чи ключа походять від характеру електронної схеми, і навіть вимог до її вихідним електричним параметрами і эксплутационным режимам. Особливого значення має діапазон робочих температур конструируемого влаштування у целом.

Треба мати у вигляді, що кремнієві транзистори проти германиевыми краще працюють за підвищеної температурі (аж до.

125 оС), та їх коефіцієнт передачі по току сильно зменшується при низьких температурах.

Не рекомендується застосовувати потужні транзистори у випадках, коли можна використовувати малопотужні, оскільки за роботі потужних транзисторів, при малих токах, які можна порівнянні зі зворотним струмом колектора, коефіцієнт передачі по току залежить від струму, температури оточуючої середовища, та, крім того, малий по абсолютну величину. Використання потужних транзисторів без теплоотводов призводить до температурної нестійкості роботи транзистора.

Частотний межа посилення і генерування транзисторів повинен суворо відповідати схемным вимогам. Не треба використовувати високочастотні транзистори в низькочастотних каскадах, оскільки вона схильна до самовозбуждению.

2.8.2.2. Вибір схеми включения.

При виборі схеми включення транзистора по перемінному току слід враховувати особливості різних схем.

Схема включення з ПРО має порівняно малим вхідним та очі великою вихідним опором, проте порівняно невеличка залежність параметрів від температури і більше рівномірна частотна характеристика вигідно відрізняє його від інших схем включення. У схемою з ПРО досягаються максимальні значення коллекторного напруги, це важливо від використання у ній потужних транзисторов.

Схема включення з ОЕ має найбільшу посиленням за проектною потужністю, що зменшує кількість каскадів у схемі, але нерівномірна частотна характеристика, велика залежність параметрів від температури і менше максимально дозволене коллекторное напруга знижують переваги цієї схеми включення. Вхідні і вихідні опору підсилювача на транзисторах, включених в схему з ОЕ, відрізняються менше, ніж у схемою з ПРО, що полегшує побудова многокаскадных усилителей.

Схема включення з ОК (эмиттерный повторювач) має великим вхідним малий вихідним опором. Це властивість знаходить широке використання у согласующих каскадах. Частотна характеристика схеми подібна зі схемою включення транзистора з ОЭ.

Порядок вибору схеми включення для транзисторів, що працюють у режимі перемикання, мало відрізняється від нагоди роботи в усилительном режиме.

2.8.2.3. Вибір режиму роботи транзистора.

При виборі режиму роботи транзистора заборонена перевищення максимально допустимих значень напруг, струмів, температури, потужності розсіювання, вказаних у гранично допустимих режимах. Зазвичай, транзистор працює більш як стійко при неповному використанні його за напрузі і його повній використанні його за току, ніж навпаки. Не допускається робота транзистора при об'єднаних максимально допустимих режимах, наприклад, за напругою і з току, і т.п.

Область робочого струму колектора Ік обмежена, з одного боку, значенням зворотного потоку колектора Iкбо за максимальної робочої температурі, й у сталої роботи приймається Ік = 10 Iкбо. max, з іншого боку, Ік обмежений максимально допустимим значенням Iк.max.

При виборі напруги колектора слід пам’ятати: максимальне напруга колектора обмежена його максимально допустимим значенням в технічних умовах (ТУ). Досвід свідчить, що з підвищення надійності і стабільності роботи транзистора слід вибирати робоче напруга на колекторі приблизно 0.7 від максимально припустимого значення для відповідної схеми включення, з урахуванням залежність від температури і струму коллектора.

При визначенні потужності, розсіюваною транзистором, слід мати у виду, що сумарна потужність по входу і в усьому робочому діапазоні не повинна перевищувати максимально припустимого значення, вказаної у ТУ.

2.8.3. Режими посилення (клас «А», клас «У», клас «З», класс"Д").

Режими посилення виділено на кілька класів. Для підсилювачів найпоширенішими класами посилення є класи А, У, З, Д. На рис. 2.10, б дано тимчасові діаграми коллекторного струму в режимах посилення класу «А» і «У». Форма коллекторного струму дає чітке уявлення про рівень нелінійних спотворень у вихідному сигналі підсилювача залежно від класу усиления.

У режимі класу «А» форма коллекторного струму майже ідеальна, тобто рівень нелінійних спотворень у вихідному сигналі підсилювача буде практично непомітний. Така досконалу форму вихідного струму можлива лише тому разі, якщо робоча точка задана на квазилинейном ділянці ВАХ (у цьому разі це точка РТ1): становище РТ вибирають те щоб амплітуда перемінної складової вихідного струму була за струму спокою. У режимі класса"А" струм через транзистор тече безупинно протягом усього періоду зміни вхідного сигналу. Для оцінки часу перебігу струму через транзистор вводиться поняття кута відсічення коллекторного струму «(«(це половина інтервалу часу, протягом якого через транзистор тече струм. Кут відсічення коллекторного струму виражений зазвичай, у градусах чи радіанах. У режимі класу «А» кут відсічення коллекторного струму (А = 180о. До браку розглянутої режиму слід віднести низький коефіцієнт корисної дії (ККД < 0,5), позаяк у цьому режимі великий коллекторный струм спокою Iкп. Через низького ККД режим класу «А» рекомендується залучити до каскадах попереднього посилення, соціальній та малопотужних вихідних каскадах.

У режимі класу «У» (на рис. 2.10, а (РТ2) форма коллекторного струму далекою від ідеальної, тобто рівень нелінійних спотворень, проти режимом класу «А», різко зріс. Але ККД підсилювача досить високий, так як струм спокою сильно зменшився, тому режим класу «У» рекомендується залучити до двухтактных вихідних підсилювачах середньої та великої потужності, слід зазначити, що у чистому вигляді цей режим використовується рідко. Частіше в якості робітника режиму використовується проміжний режим (режим класу «АВ» у якому менше нелинейные спотворення. Кут відсічення коллекторного струму як класу «У» в ідеальному разі (У = 90 про, а режимі класу «АВ» (< 90 о.

У режимі класу «З» струм спокою нульовий, кут відсічення менше, ніж у режимі класу «У». Режим класу «З» рекомендується залучити до потужних резонансних підсилювачах, де навантаженням є резонансний контур.

У режимі класу «Д» транзистор перебуває у двох стійких станах (открыт-закрыт, тобто режим класу «Д» (це режим.

Рис. 2.10. Режими посилення класу «А» і У: а (передатна ВАХ;

б (тимчасові діаграми коллекторного струму для режимів кл. «А» і кл.

«У»; в (тимчасові діаграми вхідного напруги в різних положеннях РТ.

Як підсилювачів потужності на біполярних транзисторах найбільше торгівлі поширення набули схеми із загальним эмиттером, бо за такому включенні схема забезпечує посилення і з току і з напрузі. Гарним посиленням за напругою має схема підсилювача на транзисторі з ПРО. але вона посилює по току. Схема підсилювача на транзисторі з ОК краще за інших посилює по току, але посилення напруги у ній немає. Робочий режим транзистора в схемах з ОЕ і ПРО характеризується включенням навантаження в ланцюг колектора (рис. 2.11, а, рис. 2.12, відповідно), а схемою з ОК (в ланцюг эмиттера (рис. 2.12, б).

Залежно від частотного діапазону характер навантаження змінюється; в діапазоні звукових частот як такого навантаження використовується звичайний резистор, а високочастотному діапазоні (виборча система, наприклад, коливальний контур. У зв’язку з цим розрізняють (підсилювачі звукових частот (УЗЧ, колишню назву УНЧ) і підсилювачі радіочастот (УРЧ, колишню назву УВЧ). На рис. 2.11, а, б, дано спрощені схеми УЗЧ і УРЧ соответственно.

У схемах рис. 2.11, а, б: ГЗЧ (генератор напруги звуковий частоти; ГРЧ (генератор напруги радіочастот (високої частоты).

Рис. 2.11. Схеми підсилювачів: а (підсилювач звуковий частоти; б (підсилювач радиочастот.

2.8.4. Підсилювачі напруги звукових і середніх частот.

Наведено аналіз, порівняльна оцінка схемами підсилювачів, способи подачі напруги усунення в ланцюг бази, розрахунок елементів усунення і елементів температурної стабілізації становища РТ на ВАХ.

Крім схеми, даної на рис. 2.11, а електроніці широко використовуються схеми підсилювачів на транзисторі із загальною базою й загальним колектором (рис. 2.12, а, б соответственно).

На рис. 2.13, а дана схема одиночного каскаду підсилювача, виконаного на транзисторі з ОЕ, але, на відміну схемы рис. 2.11, а ній використовується інший метод подачі усунення в ланцюг базы.

[pic] [pic].

Рис. 2.12. Схеми підсилювачів 3Ч: а (з ПРО; б (з ОК.

[pic] [pic].

Рис. 2.13. Схема УЗЧ та її частотна характеристика, а (схема підсилювача; б (ідеальна частотна характеристика усилителя.

2.8.4.1. Про призначення елементів в схемах уcилителей на рис. 2.11, а; рис. 2.12, а, б; рис. 2.13, а.

Генератор перемінної ЭДС (ГЗЧ) на вході підсилювача (напруга цього генератора треба буде усиливать.

Розділювальні конденсатори Ср1 і Ср2 запобігають потрапляння постійної складової на вхід підсилювача від генератора перемінної эдс. Опору цих конденсаторів самісінькому низькою частоті має бути мінімальним, ніж сталося «завалу» частотною характеристики на низькою частоті (зрізи частот на низької культури й на високої частотах на рис. 2.13, б).

Ек (напруга джерела питания;

Рб (конденсатор, блокуючий джерело харчування, запобігає втрати корисного напруги на внутрішньому опір джерела Ек.

Конденсатор Се усуває ООС по перемінної складової струму, ніж відбувалося зменшення коефіцієнта усиления.

Резисторы Rб1, Rб2, Rэ (елементи усунення і температурної стабілізації. Резистор Rк (навантаження в коллектоной цепи.

2.8.4.2. Автоматична подача напруги усунення в цепь базы і температурна стабілізація становища робочої точки.

Для нормальної роботи усилительного каскаду (відсутність нелінійних, частотних спотворень, вплив температурного чинника тощо.) необхідно забезпечити необхідний режим за відсутності вхідного сигналу, тобто встановити певні струми і напруження, значення яких залежить від схемного рішення усилительного каскаду і зажадав від вибору робочої крапки над сімействі його вхідних і вихідних характеристик.

Робоча точка на ВАХ задається постійними складовими струмів і напруг у режимі спокою. Питання завдання робочої точки (РТ) вирішується двома способами (вона задається або автономним незалежним джерелом, або автоматичної подачею напруги усунення в ланцюг бази. У реальних схемах підсилювачів віддається перевагу другому способу, бо перший спосіб неэкономичен і особливо це у многоступенных підсилювачах. У схемах рис. 2.11, а, 2.12, а, б, 2.13, а робоча точка задається автоматичної подачею напруги усунення. У схемах підсилювачів на рис. 2.11 і 2.12, а робоча точка задана методом фіксованого струму (через гасящий резистор Rб1), а схемах на рис. 2.12, б і рис. 2.13, а (методом фіксованого напруги (з допомогою дільника напруги з резисторів Rб1 і Rб2). При зміні температури режим транзистора, як було зазначено вище, може змінитися. Отже, важливо непросто поставити РТ на ВАХ, але що й забезпечувати їй температурну стабільність. Одне з способів стабілізації становища РТ на ВАХ запропонований схемою рис. 2.13, а (в ланцюг эмиттера включений резистор Rэ, у якому формується напруга зворотний зв’язок. Напруга на резисторе Rэ у подальшому ланцюгу эмиттера (Uэп = IэпRэ) (ця плавна напруга негативною зворотний зв’язок (ООС); за зміни температури з допомогою зміни наскрізного струму Iкэо змінюється струм колектора, отже, змінюється і стала складова струму у ланцюги эмиттера Iэп, у своїй змінюється від і падіння напруги Uэп на резисторе Rэ. Отже, напруга з урахуванням зменшується, струм бази зменшується до заданого значення. Отже, напруга на Rэ змінюється пропорційно току колектора, отже, у схемі підсилювача діє ООС по току, що й забезпечує температурну стабілізацію РТ.

У параграфі 2.8.6 дана докладна інформація про зворотних зв’язках в усилителях.

2.8.4.3. Розрахунок елементів усунення і температурної стабилизации.

Опір резистора усунення Rб1 у схемі рис. 2.11, а.

Резистор Rб1 і ділянка база-эмиттер транзистора утворюють дільник напруги у подальшому ланцюгу джерела Ек.

[pic].

(2.20).

Коли схемою підсилювача використовується кремнієвий транзистор, то напруга, необхідне відмикання эмиттерного переходу, становить 0,6(0,9 В. Звичне значення Uбэп = 0,7 У. Якщо знехтувати значенням Uбэп, то стане зрозуміло, що резистору Rб1 прикладається майже всі напруга джерела Ек, отже цей резистор має боьшое опір як і б фіксує струм бази транзистора (тому метод названо методом фіксованого тока).

Опір резистора усунення Rб1 у схемі рис. 2.12, а. Методика визначення опору Rб1 у схемі підсилювача на транзисторі з ПРО точно така сама, як й у схемою рис. 2.11, а.

Опору резисторів усунення Rб1 і Rб2 у схемі рис. 2.13, а.

Струми, які відбуваються через Rб1,(це сума струмів дільника та фінансової бази спокою (Iд і Iбп). Ці струми би мало бути взаємно незалежними, тому струм дільника береться значно більше, ніж струм бази спокою. У потужних каскадах посилення струм дільника береться більше струму бази спокою в 3(5 раз, а разі малопотужного підсилювача (в 5(10 раз.

[pic].

Рис. 2.14. Схема заміщення ділянки вхідний ланцюга визначення опору резистора Rб2.

Через резистор Rб2 тече струм дільника. Напруга Uб2 = IдRб2 на опір резистора Rб2 (це сума напруг Uбэп і Uэп. Напруга усунення Uбэп виходить внаслідок алгебраического складання постійних напруг, створених на резисторах Rб2 і Rэ і який між собою включені послідовно, але встречно.

(рис. 2.14).

за рахунок великого струму дільника напруга на резисторе Rб2 буде практично фіксованим (тому такий метод подачі напруги усунення названо методом фіксованого напряжения).

І остаточно опору резисторів Rб1 і Rб2.

[pic].

(2.21).

[pic].

(2.22).

Опір резистора у ланцюзі эмиттера Rэ (рис. 2.13, а).

[pic].

(2.22а) де Iэп = Iкп + Iбп (стала складова струму эмиттера.

Якщо умови завдання не обумовлено значення Uэп, то можна орієнтовно прийняти [pic].

Опір резистора Rк у ланцюги колектора (рис. 2.13).

[pic].

(2.23).

У режимі глибокого насичення, коли напруги на транзисторі стає практично рівним нулю (Uкэ (0,05(0,1), струм у ланцюзі колектора лише опором резистора Rк.

2.8.4.4. Аналіз підсилюючих і фазоинвертирующих властивостей підсилюючих каскадів в різних схемах включення транзистора.

Означимо коефіцієнт посилення по току через КI, коефіцієнт посилення за напругою через КU, коефіцієнт посилення за проектною потужністю через Кр, корисну потужність, виділену в навантаженні через Рвых.

Визначення параметрів посилення в підсилювачах із елементами зворотної зв’язку докладно дано в параграфі 2.8.6 «Зворотні зв’язку в усилителях».

З усіх схем підсилювачів лише схема на транзисторі з ОЕ інвертує (змінює) фазу вхідного сигналу не вдома на протилежну, тому саме цю схему використовують як фазоинвертора. У ключових схемах схема з ОЕ використовується до виконання логічного операції логічного заперечення (операція «НЕ»).

Аналіз вхідного і вихідного опорів підсилювачів із другого зв’язком дано дуже докладно розділі 2.8.6, тож цим параметрами ми повернемося в конкретні завдання з урахуванням частотного діапазону, у якому працювати усилитель.

2.8.5. Графоаналитический розрахунок підсилюючих каскадов.

Графоаналитический спосіб розрахунку дозволяє вживати експериментально певні характеристики, відтак йому найчастіше й віддається предпочтенье.

2.8.5.1. Побудова нагрузочной характеристики.

У основі графоаналитического способу розрахунку підсилювача лежить побудова нагрузочной характеристики по постійному току на статичних вольт-амперних характеристиках транзистора (рис. 2.15, б). Фактично лінія навантаження (це вольтамперная характеристика резистора у ланцюги колектора (наприклад, резистор Rк у схемі рис. 2.11, а), чи двох резисторів (наприклад, резисторы Rк і Rэ у схемі рис. 2.13, а), тобто лінія навантаження є вольтамперную характеристику тієї частини схеми підсилювача, до складу якої не входить нелінійний активний елемент (транзистор). У основі побудови нагрузочной характеристики лежить рівняння транзистора в робочому режимі: [pic](для схеми рис. 2.11, а, [pic](для схеми рис. 2.13, а.

У разі працюємо за схемою рис. 2.11, а. Оскільки елемент Rк має лінійний характер, те й характеристика буде зацікавлений у вигляді прямий лінії. Вона то, можливо побудована з двох точкам, заодно досить використовувати два крайніх стану транзистора:

1-е стан: транзистор закритий, його опір одно нескінченності, струм через прилад припиняється і непередбачуване напруження у ньому Uк (Ек (це перша точка нагрузочной прямий (точка А); конкретної транзистора розрахункове Uкэ. доп має перевищувати Ек справочного.

2-ге стан: транзистор відкритий повністю, тобто його опір падає майже нуля, падіння напруги у ньому близько нанівець, а струм (максимальний і рибопродукції обмежується лише елементом Rк. І тут струм колектора називається струмом насичення Iкн (Ек/Rк. Отже, друга точка нагрузочной характеристики лежатиме на осі струму (точка У); при виборі конкретного транзистора значення коллекторного струму, отриманого при розрахунку, має менше довідкового значення струму Iк.доп.

Поєднавши точки «А «і «У «прямий лінією, одержимо навантажувальну характеристику по постійному току (лінія «АВ».

Усі можливі значення струмів і напруг транзистора визначаються точках перетину його ВАХ з лінією навантаження по постійному току. Якщо, наприклад, заданий струм Iбп, то падіння напруги на транзисторі Uкэп і струм Iкп нього як спокою визначатимуться становищем робочої точки «РТ ». Якщо вхідний струм (струм бази) збільшити до значення Iб5, нові значення Uкэп і Iкп визначаються становищем точки «З «тощо. д.

Увага. Побудувавши навантажувальну, переконаєтеся, що вона входить у робочу область ВАХ, навіщо розрахуйте характеристику припустимою потужності розсіювання на коллекторном переході і побудуйте гіперболу розсіювання [pic]. Нагрузочная характеристика повинна розташовуватися нижче гіперболи розсіювання (на рис. 2.15, б. неробоча область затемнена).

2.8.5.2. Визначення протяжності робочого ділянки нагрузочной характеристики.

Перш ніж поставити становище робочої крапки над нагрузочной характеристиці, необхідно визначити протяжність робочого ділянки нагрузочной.

Рис. 2.15. Вихідні характеристики (б) і тимчасові діаграми підсилювача: а (вихідного струму Ik = f (t); в (вихідного напряжения.

Uкэ = f (t);

Звісно, щоб одержати максимальної вихідний потужності бажано використання всієї нагрузочной характеристики, але у режимі насичення транзистора в вихідному сигналі помітно збільшується рівень нелінійних спотворень, а режимі відсічення (коли струм бази нульовий) має місце некерований струм Iкэо. за рахунок цих двох режимів протяжність робочого ділянки нагрузочной характеристики обмежується відрізком «CD».

Звісно, щоб одержати максимальної вихідний потужності бажано використання всієї нагрузочной характеристики, але у режимі насичення транзистора в вихідному сигналі помітно збільшується рівень нелінійних спотворень, а режимі відсічення (коли струм бази нульовий) має місце некерований струм Iкэо. за рахунок цих двох режимів протяжність робочого ділянки нагрузочной характеристики обмежується відрізком «CD».

2.8.5.3. Становище робочої крапки над ВАХ.

На отриманому робочому ділянці «CD» як спокою задається становище робочої точки (РТ). Робоча точка поставив у місці нагрузочной характеристики, де за підключенні генератора перемінної ЭДС, зміни струму бази будуть приблизно симетричними щодо неї заданого становища, а потужність, споживана у своїй підсилювачем, (мінімальної. Отже, становище робочої точки нелінійного активного приладу (транзистора) однозначно визначається управляючим сигналом із боку входу. Робочу точку, у випадку, вибирають з режиму, у якому повинен працювати транзистор: якщо РТ задана правильно, то, при підключенні генератора вхідного сигналу збільшення вихідного напруги ((Uвых.мак будуть такими, у яких транзистор продовжує працювати у активному режимі, потужність, рассеиваемая у ньому, нічого очікувати перевищувати допустиму, нелинейные спотворення будуть мінімальними, коефіцієнт корисної дії (ККД) високим і буде виконуватися условия.

[pic];

[pic];

[pic].

[pic], де Uкэп, Iкп (струм і непередбачуване напруження колектора як спокою; Uкэм,.

Iкм (амплітудні значення напруження і струму колектора; [pic]; [pic] (допустимі значення напруги на колекторі і, розсіюваною на ньому (їх значення для такого типу транзистора беруть із довідкової литературы).

Отже, робоча точка повинна розташовуватися нижче гіперболи розсіювання [pic] і лівіше вертикалі [pic].

2.8.5.4. Побудова робочої характеристики на вхідних ВАХ.

Коли були пророблені усі схеми на вихідних ВАХ транзистора, пов’язані з побудовою нагрузочной характеристики і визначенням становища робочої крапки над ній, необхідно побудувати робочу характеристику на вхідних ВАХ і перенести всі крапки над неї, з вихідний нагрузочной. Оскільки сімейство вхідних ВАХ є вузький пучок характеристик, досить взяти жодну і використовувати її як робочу (рис. 2.16).

Примітка. Для розрахунків не можна використовувати характеристику, зняту при напрузі на колекторі рівному нулю.

Робоча точка на вхідний робочої характеристиці повинна суворо відповідати значенням струму бази спокою на нагрузочной (у разі струм бази спокою Iбп = 200 мкА). Напруга на колекторі дуже слабко впливає на вхідні напруга й струм, тому значення Uкэ для становища РТ не критичний і може відрізнятиметься від Uкэп, встановленого на нагрузочной характеристиці. Крапка D' на робочої характеристиці лежить на жіночих осі напруги, оскільки базовий струм відсутня, але це точка лежить над початку координат, оскільки у ланцюга коллектор-эмиттер тече струм неосновних носіїв Iкэо, за рахунок якого і складається падіння напруги дільниці база-эмиттер.

За формою змінного напруги на вході підсилювача (рис. 2.16, в) можна судити про рівень нелінійних спотворень у вхідному сигналі: Uбэ (падіння напруги на вхідному опір транзистора, яке має нелінійний характер, тобто сам транзистор дає підстави додаткових нелінійних спотворень у вихідному сигнале.

Заданий становище РТ на ВАХ характеризується її параметрами (Iбп, Uбэп, Iкп, Uкэп, Pкп, й інші параметри необхідно забезпечити у реальному схемою, обравши відповідні напруги джерел харчування і усунення, а також розрахувати за цими параметрами номінали режимних резисторів (Rб1,. Rб2, Rэ, Rк) відповідно до формулами 2.21, 2.22,.

2.22, а, 2.23.

2.8.5.5. Параметри усиления.

Крім параметрів по постійної складової струму, по тимчасовим диаграммам (рис. 2.15, а і рис. 2.16, а) можна визначити параметри посилення (коефіцієнти посилення по току, за напругою, за проектною потужністю, корисну потужність, виділену в нагрузке (.

[pic].

(2.24).

[pic] (2.25).

[pic] (2.26).

[pic] (2.27).

Використовуючи формули (2.24 (2.27) і параметри з тимчасових діаграм, визначення параметрів посилення на повинен викликати затруднений.

2.8.6. Зворотні зв’язку в усилителях.

Зворотної зв’язком (ОС) називається така електрична зв’язок між виходом і входом підсилювача, коли він частина енергії посиленого сигналу із виходу підсилювача подається назад з його вхід. Зворотний зв’язок може бути корисною чи паразитной.

Корисна ОС сприяє поліпшенню основних характеристик підсилювача, а виникає вона у результаті застосування спеціальних схем.

Паразитная ОС порушує нормальну роботу підсилювача, а виникає вона у результаті взаємовпливу ланцюгів друг на друга.

2.8.6.1. Корисна зворотний в усилителях.

Щоб частина енергії посиленого сигналу із виходу підсилювача передати на вхід, необхідно між входом і виходом включити елемент зворотний зв’язок (ЕОС), чи інакше (схему ланцюга зворотної связи.

Зворотний зв’язок в підсилювачах може бути як за напругою, і по току: це від цього, як підключена ланцюг зворотний зв’язок до навантаження на выходе усилителя:

1. Зворотний зв’язок за напругою: ЕОС підключається до виходу підсилювача паралельно його навантаженні (рис. 2.17, а) і непередбачуване напруження зворотний зв’язок (Uос) цьому буде прямо пропорційно вихідному напряжению.

2. Зворотний зв’язок по току: ланцюг зворотний зв’язок підключається для виходу підсилювача послідовно з його навантаженням (рис. 2.17, б).

3. Змішана зворотний: використовується комбінація у перших двох способів, у своїй напруга зворотний зв’язок містить дві складові, пропорційні напрузі і току.

позначення на структурних схемах підсилювачів (рис. 2.17, а, б, в):

УЗЧ (підсилювач напруги звуковий частоты;

ЕОС (елемент зворотний зв’язок (ланцюг зворотний зв’язок (ЦОС);

Zн (опір навантаження усилителя;

Uс (напруга джерела вхідного сигнала;

Uвх (напруга на вході усилителя;

Uвых (напруга не вдома усилителя;

Uос (напруга зворотний зв’язок не вдома елемента зворотної связи.

Рис. 2.17. Структурні схеми підсилювачів, охоплених ОС: а (ОС за напругою; б (ОС по току.

По способу підключення ЕОС до входу підсилювача розрізняють дві різновиду ОС:

1. Послідовна ОС (рис. 2.17, а, б): ланцюг зворотний зв’язок підключається послідовно з джерелом сигналу на вході усилителя;

2. Паралельна ОС (рис. 2.17, в): ланцюг зворотний зв’язок підключається паралельно джерелу сигналу на вході усилителя.

Примечание.

Якщо схема підсилювача виявиться досить складною у тому, щоб визначити, якого вигляду зворотний зв’язок (по току чи з напрузі) використовують у ній, то рекомендується вступити так: подумки закоротити ланцюг навантаження, при цьому напруга зворотний зв’язок зникне, це що означає, що у схемою підсилювача діє зворотний за напругою. Якщо ж напруга зворотний зв’язок зникне при обриві ланцюга навантаження, це отже, що у схемою підсилювача діє зворотний по току.

Якщо потрібно на таку схему підсилювача визначити різновид зворотної зв’язку (послідовна чи паралельна), потрібно подумки обірвати ланцюг джерела сигналу, та був його закоротити. Якщо за обриві ланцюга джерела сигналу напруга зворотний зв’язок не подається на вхід підсилювача, то схемою діє послідовна зворотний, і якщо при короткому замиканні ланцюга джерела сигналу напруга зворотний зв’язок не подається на вхід підсилювача, то схемою існує паралельна зворотна связь.

Напруга зворотний зв’язок, залежно від схемного рішення ланцюга зворотний зв’язок, можливо, у фазі чи протифазі зі вхідним сигналом. Результатом на роботу підсилювача, у тому іншому випадку, буде зміна однієї з головних показників підсилювача (коефіцієнта посилення за напругою підсилювача, що свідчить про, скільки раз напруга на виході більше напруги на вході, тому є сенс розглянути коефіцієнти посилення за напругою в схемах з зворотними зв’язками і них.

Назвемо коефіцієнт посилення напруги підсилювача без зворотний зв’язок коефіцієнтом прямий передачі й позначимо його через «До», а коефіцієнт посилення напруги підсилювача із другого зв’язком позначимо через «Кос» який загалом разі, має комплексний характер.

[pic] [pic].

(2.28).

[pic].

(2.29).

Щоб оцінити, яка частина напруженості із виходу через ланцюг зворотної зв’язку потрапляє на вхід підсилювача, вводиться поняття коефіцієнта передачі ланцюга зворотний зв’язок ((:

[pic].

(2.30).

Межі зміни (від 0 до + 1 (при позитивним зворотним зв’язку й від 0 до (1 (при негативною зворотної связи.

Чим більший (, то глибше зворотний. Напруга зворотний зв’язок Uос загалом случае.

Uос = ((Uвых.

За наявності зворотний зв’язок в підсилювачі з його вхід надходить сума напруг (напруга зворотного зв’язку та напруга від источника сигнала.

[pic];

[pic].

[pic];

[pic].

Якщо напруга зворотний зв’язок опиниться у фазі зі вхідним сигналом, то таку зворотний зв’язок прийнято називати позитивної (СЕЛ (автогенераторы, компараторы тощо. працюють із позитивним зворотним зв’язком). При позитивним зворотним зв’язку загальний коефіцієнт посилення увеличивается.

Якщо напруга зворотний зв’язок опиниться у протифазі зі вхідним сигналом, то таку зворотний зв’язок прийнято називати негативною (ООС (підсилювачі, автогенераторы, операційні підсилювачі і пр).

Твір ((До називається чинником зворотний зв’язок, його знак збігається зі знаком зворотний зв’язок; при позитивним зворотним зв’язку знаменник дробу зменшується, а коефіцієнт посилення збільшується, при негативною зворотний зв’язок знаменник дробу збільшується, а коефіцієнт посилення уменьшается.

Якщо фазовий зрушення між напругами Uс і Uос дорівнюватиме «(», то цьому случае.

[pic].

(2.31).

І, отже, коефіцієнт посилення підсилювача, охопленого негативною зворотної зв’язком, зменшується в [pic]раз проти коефіцієнтом посилення без ОС. У групі тих схемах, де використовується глибока негативна зворотний коефіцієнт посилення підсилювача мало залежить від параметрів усилительного тракту, оскільки твір До (у тому разі значно більше одиниці, поэтому.

[pic] (2.32).

Отже, відповідно до (2.32) коефіцієнт посилення підсилювача визначається лише параметрами ланцюга ОС, що визначає високу стабільність коефіцієнта посилення: ланцюг зворотний зв’язок виконується на пасивних елементах, електричні параметри яких стало понад постійні, ніж параметри транзистора, тому величину «(«вважатимемо величиною постоянной.

У процесі експлуатації параметри транзистора сильно змінюються, але це призводить до того, як і параметри усилительного каскаду, пов’язані з параметрами транзистора, також змінюються. Наприклад, за зміни температури довкілля чи напруг джерел харчування змінюється коефіцієнт посилення усилителя.

Зміна коефіцієнта посилення підсилювача без ООС можна оцінити відносної величиною dК/К, в підсилювачах з ООС (величиною dКос/Кос. Значимість (вважаємо постійної, а величину dКос можна знайти простим дифференцированием рівняння (2.31) по «К».

[pic] (2.33).

На погляд для підсилювача це явище (зменшення коефіцієнта посилення (небажане, але річ у тому, що став саме ООС забезпечує схемою підсилювача стабільність коефіцієнта посилення за напругою: коефіцієнт посилення підсилювача піддається впливу багатьох чинників (мінливість напруги джерел харчування, зміна температури, старіння елементів схеми, вологість, тиск тощо.), тому схема підсилювача повинна відстежувати зміни режиму праці та відпрацьовувати их.

Сутність стабільності коефіцієнта посилення підсилювача, охопленого ООС, ось у чому. Якщо з допомогою перелічених чинників сталося збільшення коефіцієнта посилення на величину (До, ту напругу зворотної зв’язку збільшиться на відповідну величину (Uос, отже, напруга на вході підсилювача Uвх зменшиться. Якщо сталося зменшення посилення, ту напругу зворотний зв’язок зменшиться, а напруга на вході підсилювача возрастет.

Приклад. У підсилювачі, охопленому негативною зворотної зв’язком (ООС), відомо: коефіцієнт посилення підсилювача без ООС дорівнює До = 100; коефіцієнт передачі зворотний зв’язок (= 0,2.

Потрібна визначити, як зміниться коефіцієнт підсилювача за наявності ООС, якщо коефіцієнт посилення До власне підсилювача (без ООС) збільшився на 10%.

Коефіцієнт посилення за наявності у схемі підсилювача ООС (2.31).

[pic].

Нове значення коефіцієнта посилення підсилювача з ООС за зміни власне коефіцієнта посилення підсилювача на 10%(.

[pic].

Розрахунок свідчить, що з зміні коефіцієнта посилення підсилювача без ООС на 10%, коефіцієнт посилення підсилювача з ООС змінився лише на 2%, що остаточно практично не позначиться роботі підсилювача, тобто ООС справді забезпечує стабільність параметру «К».

Висновок. ООС в підсилювачі перешкоджає кожному зміни величини коефіцієнта посилення напруження і цим виправдано її використання у підсилюючих пристроях. за рахунок ООС в схемах вдається відстежувати та коригувати становище робочої точки підсилювача на ВАХ, отже, та коефіцієнта посилення усилителя.

3. УНИПОЛЯРНЫЕ (ПОЛЬОВІ) ТРАНЗИСТОРЫ.

3.1. Загальні сведения.

У польових транзисторах освіти струму беруть участь носії зарядів одного знака (чи дірки, чи електрони). Основним способом руху носіїв вважатимуться дрейфовий, оскільки процеси инжекции і дифузії немає. У основі роботи польових транзисторів лежить ефект поля. Металевий електрод, створює ефект поля, називається затвором. Стоком називають електрод, який надходять робочі носії каналу, а джерелом, (від якої ці носії рухаються (джерело зазвичай з'єднують з основний пластиною напівпровідника (підкладкою). Проводить шар, по якому проходить робочий струм, називається каналом. Канали може бути приповерхностными і об'ємними. У транзисторах з приповерхностным каналом затвор відділений від каналу шаром диэлектрика (МДП чи МОП-транзисторы), а при об'ємній каналі (збідненим шаром, що створюється з допомогою электроннодырочного p-n-перехода.

Сутність процесів, що з освітою каналу в польовому транзисторі з керованим электронно-дырочным p-n-переходом, за зміни напруги на переході можна схематично змалювати таку картину, як і зображено на рис. 3.1.

[pic].

[pic].

Рис. 3.1. Схематичне зображення освіти канала.

З метою збільшення глибини модуляції каналу сплавний перехід виконаний у вигляді кільця, куди входять канал, у результаті перехід утворює діафрагму, діаметр отвори якого змінюється в такт зі зміною напруги на переході. Діафрагма (і є канал у польового транзистора (тому й з’явилося назва від цього типу транзисторів (канальные).

Що спільного у транзисторів з приповерхностным і об'ємним каналами?

1. Відсутність инжекции і дифузії, а основний спосіб руху носіїв (дрейф.

2. Керуючим електродом є затвор. Управління вихідним струмом здійснюється з допомогою поперечного електричного поля, тобто польові транзистори працюють у режимі заданого напруги на затворі. У принципі так змінювати струм стоку можна з допомогою і напруження на стоці, та його впливом геть струм значно слабшими, ніж затвора, тому командне в управлінні струмом належить затвору.

3. Вхідні ланцюг польових транзисторів не споживає струму, оскільки управляюча ланцюг відділена каналу або діелектриком (у МОП-транзисторов), або обратносмещенным p-n-переходом (у канальных).

4. за рахунок те, що вхідні ланцюга не споживають струмів, нагрузочная здатність польових транзисторів в ключовому режимі висока: однією МОПключ можна навантажити понад 50 ідентичних ключей.

5. Вхідний опір у польових транзисторів велико.

3.2. Принцип дії, статичні ВАХ польового транзистора з об'ємним каналом (з керованим p-n-переходом).

На рис. 3.2 дана модель польового транзистора з керованим p-nпереходом. На межі поділу двох областей утворився p-n-переход, полі області якого перешкоджає проникненню основних носіїв (електронів з n-канала в p-область.

[pic].

Рис. 3.2. Модель польового транзистора з керованим p-n-переходом.

Электронно-дырочный p-n-переход перебуває у обратносмещенном стані, й у ланцюга затвора тече лише струм неосновних носіїв Iзо. У малопотужних польових транзисторах струм Iзо настільки малий, що він нехтують, але у потужних транзисторах й у діапазоні високих частот вплив цієї струму зростає й з нею доводиться вважатися. Для кремнієвих p-n-переходов зворотний струм не перевищує 10—11 Проте й, в такий спосіб, посилення потужності забезпечується малою величиною вхідного тока.

Перехід у польового канального транзистора несиметричний, оскільки за мері наближення до стоку потенціал зростає й виходить, що верхню частину переходу прикладається більше напруга. У схеме рис. 3.2: евх (генератор перемінної ЭДС на вході .

Rc (опір навантаження у подальшому ланцюгу стока;

Ес (джерело постійної напруги у ланцюзі стоку, створює ускоряющее полі, під впливом якого носії цілеспрямовано рухаються від джерела до стоку;

Есм (джерело усунення, створює поперечне електричне полі, з допомогою якого регулюється ширина забороненої зони p-n-перехода, тобто. змінюється поперечне перетин каналу, отже, регулюється струм стоку (вихідний струм); при Uзи = 0 перетин каналу буде максимальним, струм стоку — та крутість найбільшими, що добре проглядається на стокозатворных ВАХ транзистора (рис. 3.3). Залежно від типу каналу полярність напруги на затворі меняется.

[pic].

[pic].

Рис. 3.3. Стокозатворные (передавальні) ВАХ транзисторів з різними типом каналів: а (для n-канала; б (для p-канала.

Практичну цінність стокозатворной характеристики переоцінити важко: вона дозволяє вибрати режим транзистора по постійному току, оцінити підсилювальні властивості транзистора, з’ясувати характері і оцінити рівень нелінійних спотворень усиливаемого сигнала.

Аналіз стокозатворных ВАХ польового канального транзистора показує, такі транзистори працюють суворо при однієї полярності напруги на затворі: якщо відбудеться зміна полярності напруги на затворі, то p-nперехід входить у прямосмещенное стан, транзистор перестає бути униполярным, оскільки розпочнеться инжекция неосновних носіїв в канал. Крім того, опір вхідний ланцюга різко зменшується, у вхідний ланцюга може потекти неприпустимо великий струм, що сприятиме загибелі транзистора. Таким чином, польовий канальний транзистор працює лише у режимі збідніння канала.

Напруга на затворі, у якому перекривається токопроводящий канал, називається напругою відсічення Uотс. Якщо напруга Uзи менше Uотс і подано напруга на ділянку сток-исток Uси, то через транзистор буде протікати ток.

Розглянемо процес одержання статичних стоковых (вихідних) ВАХ канального транзистора.

Зі збільшенням напруги Uси зростає зворотне напруга дільниці стікзатвор, отже, ширина забороненої зони переходу збільшуватиметься у бік від джерела до стоку. Коли різницю напруг Uси (Uзи стане рівної напрузі відсічення, припиняється приріст струму стоку, попри подальше збільшення напруги на стоке.

(рис. 3.5). Такий стан транзистора настає в останній момент освіти горловини каналу, у своїй струм стоку називається струмом насичення, а напруга дільниці сток-исток (напругою насичення [pic]. Це вираз є рівнянням кордони між крутий і пологою областями ВАХ.

[pic].

Модуляцію поперечного перерізу каналу зі збільшенням напруги на стоці відтак, освіту горловини каналу в транзисторі можна схематично уявити рис. 3.4, а, б, в.

Рис. 3.4. Перетин каналу транзистора з об'ємним каналом: а (ненасичений режим; б (за українсько-словацьким кордоном насичення; в (насичений режим, На малюнку (w (товщина каналу; L (довжина канала.

Напруга насичення Uсин (це таке «критичне» напруга, при якому остаточно формується «горловина» каналу та струм стоку при збільшенні Uси не змінюється. Не слід плутати поняття області насичення біполярного і польового транзисторів: ці поняття категорично протилежні, оскільки насичення біполярного транзистора є стан із малим напругою Uкэ, а область насичення польового транзистора (це область великих напруг Uси, у якій транзистор дає весь струм стоку, який лише може дати при даному напрузі на затворе.

Збільшення напруги на стоці викликає приріст струму стоку, та заодно збільшується зворотне напруга на переході ділянки затвор-сток, що викликає вже з більш помітне звуження каналу та істотне збільшення його опору отже, струм, протекающий через канал, породжує умови, у яких відбувається обмеження його зростання. Механізм насичення швидкості дрейфу дозволяє їм отримати збіг теорії та експерименту; річ у тому, що всі падіння напруги зосереджене у самої вузької частини каналу (верхньої його частину (горловині). У результаті цій галузі напруженість поля виходить дуже високою, рухливість носіїв швидко падає, їхнє руху сягає насичення і щільність струму через канал перестає залежати від напряжения.

[pic].

Рис. 3.5. Сімейство стоковых ВАХ: Iс = f (Uси) при Uзи = const.

Коли затвор подати більш негативне напруга (випадок із nканалом), то перетин каналу зменшується, опір збільшиться і початковий ділянку нової ВАХ матиме нахил, відповідний більшого значенням опору. Вихід транзистора на вигнутий ділянку й у область насичення станеться раніше, тобто за менших значеннях напруги на стоці (точки E; D; У при Uзи < 0).

На крутих ділянках ВАХ струм стоку є функцією двох напря;

жений (на стоці і затворі, але в положистих ділянках (функцією лише напруги на затворі. У підсилювальної техніці польові транзистори (і канальні, і МОП) зазвичай працюють на положистих ділянках ВАХ, оскільки цим ділянкам відповідають найменші нелинейные перекручування та оптимальні значення диференційних параметрів (крутизни, внутрішнього опору і власного коефіцієнта посилення. На стоковых ВАХ (рис. 3.5) пунктирною лінією, що з'єднує точки E, D, B, позначений кордон між пологими і крутими ділянками ВАХ. Таке різкий поділ крутих і положистих ділянок ВАХ, зрозуміло, носить умовний характер, але у інженерної практиці дозволяє користуватися найзручнішою аппроксимацией ВАХ, бо дуже точні висловлювання ВАХ виявляються досить складними (особливо МОПтранзисторов).

3.2.1. Вольт-амперные характеристики польових транзисторів з керованим p-n-переходом для інженерних расчетов.

Під час проектування підсилюючих схем на польових канальних транзисторах достатню для інженерних розрахунків точність дають такі апроксимації вольт-амперних характеристик.

Працюючи в пологою області ВАХ струм стоку, при заданому напрузі на затворі, визначається з выражения.

[pic].

(3.1) де b (питома крутість канального транзистора (мА/В2).

[pic].

(3.2).

Примечание.

На відміну від зазвичайного поняття крутизни, що характеризує управляючі властивості затвора, питома крутість визначається геометрією транзистора.

[pic]мА / В2 де (про (диэлектрическая проникність вакууму, Ф / см;

(буд (диэлектрическая проникність диэлектрика (для SiO2 значення (буд= 3,5);

((приповерхнева рухливість носіїв (вона у 2(3 рази менше об'ємної), см2 / В (с;

L (довжина канала;

Z (ширина затвора; a (відстань від «дна» n-слоя до металургійної кордону (мкм).

Квадратична апроксимація струму стоку на положистих ділянках (3.1) відбиває лінійну зависимось крутизни від напруги на затворі, що є одним із відмінностей польових транзисторів. Крутість транзистора в пологою області визначається выражением.

[pic].

(3.3).

Максимальне значення крутизни Sмак для канального транзистора виходить при напрузі на затворі, рівному нулю (.

[pic] (3.4).

Якщо за розрахунках підсилюючих схем зручнішою виявиться залежність крутизни від струму стоку, а чи не від напруги на затворі, то, объеденив формули (3.1 і 3.3), получим.

[pic] (3.5).

Вислів (3.1) сутнісно описує стокозатворную характе;

ристику.

Примітка. Різниця між эспериментальными даними і розрахунками, виконаними по формулам (3.1 і 3.3), вбирається у 5%, що (в області малих напруг на затворі) впливом внутрішньої негативною зворотний зв’язок, що дається взнаки на об'ємних опорах джерела і стоку (rи і rс відповідно). Найчастіше ці опору при інженерних розрахунках не враховуються (діапазон його від 30 до 800 Ом).

Працюючи на крутому ділянці ВАХ струм стока.

[pic] (3.6).

Крім розглянутих параметрів канального транзистора заслуговують уваги малосигнальные статичні параметри: а) диференціальний (внутрішнє) опір каналу характеризується нахилом характеристик при повністю відкритому каналі, коли Uзи=0.

[pic].

Диференціальний опір каналу (це вихідний опір транзистора (визначається режимі насыщения);

Значення цього параметра особливо важливо задля випадку застосування польових транзисторів в схемах аналогових комутаторів і модуляторів чи ролі регульованого опору; в усіх цих випадках транзистор працює у крутий області ВАХ (б) статичний коефіцієнт посилення по напряжению.

[pic].

Коефіцієнт До речі показує, скільки раз управляючі властивості затвора сильніше, ніж в стоку. Знак мінус говорить про тому, що з підтримки постійного струму через транзистор напруги на затворі і стоці мали бути зацікавленими протилежними за сигналом; в) статична опір транзистора по постійної складової струму, Ом[pic] (визначається робочої точці по ВАХ); р) вхідний опір між затвором і джерелом (визначається при максимально допустимому напрузі між тими электродами):

[pic].

Вхідний опір канального транзистора визначається зворотним струмом p-n-перехода і як трохи більше 1011 Ом.

Основним гідністю транзисторів з об'ємним каналом перед МОПтранзисторами є повну відсутність шумів і стабільність характеристик у часі. Єдиним типом шуму вони є теплової шум.

3.3. Польові МДП (МОП)-транзисторы з ізольованим затвором.

М (метал, П (полупроводник.

Д (O) (діелектрик (у сприйнятті сучасних інтегральних схемах як диэлектрика використовується окисел кремнію SiO2, тому й назва (МОП).

У МОП транзисторах затвор відділений від каналу тонким шаром диэлектрика (0,2(0,3мкм).

У основі класифікації МОП-транзисторов лежать дві конструктивні особливості (індукований канал і вбудований канал (рис. 3.6 і 3.7 соответственно).

3.2.1. Принцип дії, статичні стокозатворные ВАХ.

МОП-транзисторов з ізольованим затвором.

Як приклад розглянемо роботу польового МОП-транзистора з «n" — каналом, виконаного з урахуванням кремнію, яка має роль диэлектрика виконує шар SiO2; головна особливість цього у тому, що він завжди містить домішки донорного типу (натрій, калій, водень). Домішки зосереджені поблизу кордону з кремнієм, у результаті в плівці SiO2 утворюється тонкий шар позитивно заряджених донорних атомів. Віддані ними електрони переходить до приповерхностный шар кремнію. Якщо за цьому використовується підкладка n (типа, то ці електрони створюють збагачений шар, що перешкоджає освіті p-канала, тому в транзисторів з p-каналом потрібно більше граничне напруга, аніж за n-канале.

[pic].

Рис. 3.6. Структура МОП-транзистора з індукованим n-каналом.

[pic].

Рис. 3.7. Структура МОП-транзистора з умонтованим n-каналом.

Маючи таку перевагу та, крім того, будучи більш быстродействующими (швидкість руху електронів вулицю значно більше, ніж дірок), МОП-транзисторы з n-каналом отримали більше распространение.

Як і канальном у МОП-транзистора управляючим електродом є затвор. Струм у ланцюги стоку залежатиме від режиму, який заданий по затвору.

1-ї режим. Затвор з'єднаний із джерелом (Uзи=0).

Струм у подальшому ланцюгу стоку буде мізерно малий, бо за заданих умовах між стоком і джерелом діють два зустрічно включених p-n±перехода, і канал фактично отсутствует.

2-ї режим. На затвор подано негативне напруга (Uзи < 0).

Приповерхностный шар збагачується дірками, охайними з підкладки полем затвора. Тока у подальшому ланцюгу стоку як і не будет.

3-й режим. На затвор подано позитивне напруга (Uзи>0).

Приповерхностный шар збагачується носіями (електронами, створюючи nканал. Рівень напруги на затворі, у якому з’являється провідність в каналі, називається пороговою Uо (практично значення повного порогового напруги лежать у межах Uo = 0,5(3,5B. Подальше підвищення позитивного напруги на затворі зумовлює зростання струму у зовнішній ланцюга; струм у ланцюзі стоку сягає свого значення при напрузі на затворі приблизно рівному подвоєному пороговому напрузі (при Uзи (2Uо).

Укладання по режимам: режим третій є робочою; канал, відсутній в равновесном стані (за відсутності напруги на затворі) і утворений під впливом зовнішнього напруги (у цьому разі (позитивного), називається индуцированным.

(рис. 3.6). Довжина каналу дорівнює відстані між стоком і джерелом (L), а ширина (протяжності верств стоку — та джерела (Z). Товщина індукованого каналу практично незмінна і як 1(2 нм, тому модуляція його провідності можлива лише завдяки зміни концентрації носіїв, підтягнутих в канал з підкладки. Транзистори з індукованим n-каналом працюють лише за позитивної полярності напруги на затворі, тобто як збагачення каналу (рис. 3.8, а)(для польового транзистора з індукованим каналом параметр напруги відсічення Uотс утрачає будь-який сенс, причому більше зручним буде поняття порогового напруги Uо. Оскільки номінальний струм через транзистор з індукованим каналом розвивається за умови, якщо напруга на затворе.

Uзи (2Uо, те й максимальна крутість його характеризується Uзи (2Uо; якщо концентрація електронів, яка з диэлектрика, дуже висока, то підкладці p-типа між стоком і джерелом утворюється n-канал, але він виникає при Uзи = 0, отже, такий канал вже не можна називати індукованим, і транзистор у разі прийнято називати МОПтранзистором з умонтованим каналом (вбудованим заздалегідь). Технологічно вмонтований канал одержують з допомогою іонного легування як тонкого приповерхностного шару. Такі транзистори працюють при обох полярностях напруги на затворі, тобто у режимі збагачення і збідніння каналу (рис. 3.8, б);

[pic] [pic].

підкладка МОП-транзисторов робиться з матеріалу з великим питомим опором (для полегшення освіти каналу та збільшення пробивного напруги переходів стоку — та джерела; механізм роботи МОП-транзисторов з nі p-каналами однаковий, а принципова відмінність в властивості дана вище; поєднання МОП-транзисторов з nі p-каналами одержало назву комплементарных пар, чи доповнюють транзисторів (рис. 3.9); в такому включенні МОП-транзисторы працюють у режимі малого споживання потужності, бо за будь-який полярності вхідного сигналу одне із транзисторів завжди закритий й у ланцюга тече лише струм неосновних носителей.

[pic].

Рис. 3.9. Комплементарная пара на МОП (транзисторах.

3.3.2. Стокові характеристики і параметри МОП-транзисторов.

За відсутності напруги на стоці (Uси = 0) струму в каналі немає: полі диэлектрике однорідне і поперечне перетин каналу однаково у всій його довжині. У міру збільшення Uси збільшується струм стоку, змінюється структура каналу, оскільки різницю потенціалів між затвором і поверхнею в напрямі стоку починає зменшуватися, і тоді, коли стане рівної нулю, сформується горловина каналу. Напруга на стоці у своїй називається напругою насичення Uси. н, а струм, відповідний йому, (струмом насичення (Iсн)(.

[pic]. (3.7).

Подальше зміна напруги на стоці майже не приросту струму стоку. Отже, статична стоковая характеристика МОПтранзистора незалежно від типі каналу, як і в транзистора з керованим p-nпереходом, складається з крутого і пологого ділянок (рис. 3.10, а, б).

[pic] [pic].

Рис. 3.10. Стокові ВАХ МОП-транзистора: а (з індукованим каналом; б (з умонтованим каналом.

У межах крутого ділянки струм стоку є функцією двох напруг (Uзи і Uси), але в положистих (функцією одного (напруги на затворі Uзи). Круті ділянки статичних стоковых ВАХ використовують у імпульсному режимі, а положисті (в усилительном.

Використання в імпульсному режимі крутих ділянок ВАХ диктується необхідністю отримання можливо малого залишкового напруги на відкритому транзисторе.

При інженерному проектуванні підсилюючих каскадів достатню точність розрахунку забезпечує наступна апроксимація вольтамперных характеристик: а крутих ділянок ВАХ, де Uси < Uзи (Uo), струм стоку є функцією двох напряжений:

[pic] (3.8) де b (питома крутість МОП-транзистора, мА/В2(.

[pic] де Сo (питома ємність між металом і поверхнею напівпровідника (затвор-канал), визначає управляючу здатність затвора, пФ/мм2(.

[pic] де d (товщина диэлектрика (d = 0,1(0,15 мкм).

Ключові схеми працюють на крутих ділянках ВАХ, тобто за дуже малому остаточном напрузі на відкритому МОП-транзисторе (порядка.

0,1 У і від), отже, справедливо вираз Uси Uсин струм стоку залишається без зміни: Iс = Iсн, поэтому,[pic]подставив в формулу (3.10) значення [pic], одержимо вираз (3.11) для положистих ділянок ВАХ (б) для положистих ділянок ВАХ.

[pic].

(3.11).

З висловлювання (3.11) можна отримати роботу значення крутизни МОП-транзистора.

P.S = b (Uзи (U0).

За номінальний струм МДП-транзистора приймається струм, відповідний напрузі на затворі Uзи (2Uo, отже P. S = bU0.

[pic].

(3.12).

При номінальному струмі через транзистор напруга насичення стоку Uсин = Uо.

Примітка 1. Формули, описують круті й положисті ділянки вольтамперных характеристик МОП-транзистора, справедливі для транзисторів, у яких концентрація домішки вбирається у 1015 см (3. Якщо обмовляється вища концентрація домішки, необхідно запровадити поправочний коефіцієнт (в формулу (3.9), описує круту частина стоковой ВАХ.

[pic] (3.13) де [pic].

(лм (контактна різницю потенціалів між полупроводником і металом; а (коефіцієнт, що характеризує вплив об'ємного заряду в подложке,.

[pic] де N (концентрація примеси.

Щойно напруга на стоці досягне значення насичення Uсн, струм стоку стає функцією лише напруги на затворі ([pic]) і непередбачуване напруження насыщения.

[pic].

(3.14).

Отже, для пологою частини ВАХ за високої концентрації домішки справедливо выражение.

[pic].

(3.15).

Примітка 2. Проведений аналіз ВАХ МОП-транзистора справедливий для найбільш поширеного режиму, коли джерело транзистора з'єднаний із підкладкою. Якщо між підкладкою і джерелом докладено напруга, то можливо «подвійне управління струмом», оскільки струм стоку стає фактично функцією двох напруг, й у разі формулу (3.15) необхідно внести відповідну поправку, що враховує можливість подвійного управління током (.

[pic].

Напруга між підкладкою і джерелом Uпи з модулю. Як бачимо з останнього висловлювання, наявність напруги між підкладкою і джерелом рівносильне збільшення порогового напряжения.

Перевагою МОП-транзисторов перед канальними є високе швидкодія, що меншою довжиною його канала.

Недоліком МОП-транзисторов тоді як канальними служить наявність шумових флуктуацій й соціальна нестабільність характеристик у часі. У канальних транзисторів цей недолік відсутня, тому що в них канал відділений від поверхні збідненим шаром, який гарантує відсутність дефектів кристалічною грати, забруднень, поверхневих каналів (усе те, що з МОП транзисторів причина шумових флуктуацій та політичної нестабільності характеристик.

3.4. Інженерні моделі польових транзисторов.

3.4.1. Полєвой транзистор з керованим p-n-переходом.

За правилами сувора еквівалентна схема канального транзистора припускає використання моделі з розподіленими параметрами, оскільки області каналу та затвора є розподілену RC-цепь. Проте розрахунки, пов’язані з такою моделлю, виходять невиправдано складними, у інженерної практиці використовують еквівалентну схему з зосередженими параметрами (рис. 3.11). Схема дана не враховуючи индуктивностей висновків польового транзистора (ПТ), вплив яких проявляється у діапазоні частот понад 300 мГц. У схеме:

S*(w) (діюча крутість транзистора;

Сзі, Сзс, Rзи, Rзc (відповідно ємності та опору обратносмещенного переходу; rзи і rзс (омические опору області затвора; rси (диференціальний опір каналу (його нерідко називають внутрішнім опором); rс (опір області стоку; rи (опір області истока.

З урахуванням практичних областей використання ПТ еквівалентну схему можна спростити. Приміром, опору Rзи, Rзc мають величини 108(1010 Ом, тому враховувати їх доцільно лише за використанні ПТ в схемах электрометрии. Вплив омических опорів області затвора rзи і rзс (їхній розмір вбирається у 10(20 Ом) незначно до граничною частоти генерації. Вплив диференціального опору каналу в типовому для підсилюючих схем діапазоні частот (до 0,7 fг) на підсилювальні і частотні властивості ПТ може теж враховуватися. Аналіз і розрахунки частотною залежності крутизни ПТ показують, що з сучасних ПТ гранична частота крутизни перевищує граничну частоту генерації транзистора в 2(5 раз, у типовому діапазоні використання ПТ залежність крутизни ПТ від частоти може враховуватися: гранична частота крутизни окреслюється частота, на которой модуль крутизни зменшується в [pic] проти його максимальним значенням. З цих аргументів еквівалентна схема (рис. 3.11) то, можливо спрощена до виду (рис. 3.12).

[pic].

Рис. 3.12. Спрощена еквівалентна схема польового канального транзистора.

Ця схема цілком придатна для інженерних розрахунків підсилювачів на ПТ і широко використовується розробниками електронної апаратури. У спрощеної схемою ПТ крутість P. S (реальний розмір, вимірювана в статичному режиме.

3.4.2. Полєвой МОП-транзистор з ізольованим затвором.

На відміну від канального транзистора в МОП-транзисторе потрібен ще враховувати активне вплив підкладки, що у еквівалентній схемою для МОПтранзистора можна відбити як генератора струму. У реальних дискретних і інтегральних схемах підкладку зазвичай з'єднують з джерелом і тоді генератор струму можна вилучити з схеми. З іншого боку, опору ділянок затвор (исток і затвор (сток в МОП-транзисторе враховують опір диэлектрика у сфері затвора. Вхідний опір ПТ із боку затвора становить менше 1014(1017 Ом, тому з тими опорами реально потрібно рахуватися лише у электрометрических схемах. З проведеного аналізу, у цій роботі буде надано лише спрощена еквівалентна схема МОП-транзистора (рис. 3.13), яка у типових інженерних розрахунках усилителей.

Крутість по затвору у цій схемі передбачається яка від частоти. З іншого боку, у схемі відсутня опір ділянки «подложка (сток» (Rпс), але це така велика проти опором каналу (rси), що з його шунтирующим дією годі й считаться.

Докладніше опис еквівалентних схем польових транзисторів з об'ємним і приповерхностным каналами дано в [1].

[pic].

3.5. Польові транзистори у робочому режиме.

Принцип побудови підсилюючих схем на польових транзисторах мало відрізняється від схем на біполярних транзисторах (вхідні, вихідна ланцюга, ланцюга автосмещения, ланцюга зворотного зв’язку та т.д.). Принциповою різницею є вхідних струмів у польового транзистора, тому схеми автосмещения побудовано в такий спосіб, щоб ці струми не з’явилися. Вхідні опору підсилювачів на польових транзисторах дуже великі, тому, де запитання про узгодження низкоомной навантаження з высокоомной, польові транзистори мають явну перевагу перед біполярними; це, звісно, означає, що з біполярних транзисторів немає переваг перед полевыми.

3.5.1. Схеми включення польових транзисторів у робочому режиме.

Польові транзистори, як і біполярні, мають три основні схеми включення (із загальним джерелом (ОИ), із загальним стоком (ОС), із загальним затвором (ОЗ), але це схема у реальному практиці не отримала распространения.

На рис. 3.14 дана основна схема підсилювача потужності на польовому канальном транзисторі з ОИ. Ця схема (найкращий підсилювач потужності, оскільки вона посилює по току і з напряжению.

[pic] (3.16).

[pic] (3.17).

[pic].

(3.18).

З іншого боку, схему з ОИ можна використовувати як фазоинвертора: фазу вхідного сигналу схема з ОИ не вдома змінює на противоположную.

На рис. 3.15, а приведено схема на польовому транзисторі зі стовідсотковою ОС по току (истоковый повторитель.

[pic].

Рис. 3.14. Схема усилительного каскаду на польовому транзисторі з ОИ.

[pic] [pic].

По схемою заміщення (рис. 3.15, б) добре видно, що посилення по напрузі у схемі немає: напруга не вдома менше вхідного; коефіцієнт передачі напруги в истоковом повторителе зі входу для виходу ще менша, ніж у эмиттерном повторителе (0,5(0,7).

[pic] (3.19).

Не посилюючи за напругою, схема истокового повторителя добре посилює по току, тому може бути використана як підсилювача мощности.

Основною перевагою Сендеги схеми з ОС є його високе вхідний опір, яке пояснюється лише тим, що у схемою підсилювача діє 100- відсоткова негативна зворотний по перемінної складової струму. Маючи велике вхідний мала вихідний опору, схема истокового повторителя широко застосовується за погодженням высокоомной навантаження з низкоомной, наприклад, у вхідних ланцюгах вимірювальних вольтметрів, осциллографов.

4. Основи цифровий схемотехники.

4.1. Класифікація електронних схем.

Усі електронні схеми заведено поділяти на два класса:

1. Цифрові схеми (ЦС).

2. Аналогові схеми (АС).

У цифрових схемах сигнал перетвориться і обробляється згідно із законом дискретної функції. У основі цифрових схем лежать найпростіші транзисторні ключі (рис. 4.1, а), котрим характерні два стійких стану (розімкнене і замкнутий. За підсумками найпростіших ключів будуються складніші схеми (наприклад, логічні елементи, триггерные пристрої і інші схемы).

У аналогових схемах сигнал перетвориться і обробляється згідно із законом безупинної функції. У основі аналогових схем лежать найпростіші підсилювальні осередки, основі яких будуються складні многоступенные підсилювачі, стабілізатори напруження і струму, генератори синусоидальных коливань й інші подібні схемы.

Особливості режимів цифрових і аналогових схем можна пояснити, використовуючи передатну характеристику (рис. 4.1, б), яка виглядає однаково того і іншого класу схем, проте, використання цієї характеристики кожному за класу принципово отличается.

позначення, прийняті для передавальної характеристики (рис. 4.1, б):

Uвх 0 (рівень низького напруги на вході (рівень логічного нуля;

Uвх 1 (рівень високої напруги на вході (рівень логічного единицы;

Uвых 0 (рівень низького напруги не вдома (рівень логічного нуля;

Uвых 1 (рівень високої напруги не вдома (рівень логічного одиниці; еп1 (рівень напруги перешкоди на вході для цифрових схем; еп2 (рівень напруги перешкоди на вході для аналогових схем;

[pic].

[pic].

У транзисторном ключі два його стійких соcтояния (замкнутий і розімкнене) відповідають точкам Проте й У. Вхідні і вихідні сигнали можуть лише два рівня (Uвх.А і Uвх. В, чи Uвых. А і Uвых.В. Форма передавальної характеристики між точками Проте й У незначна, бо за її деформації вихідні параметри залишаються без зміни (на рис. 4.1, б деформація характеристики показано пунктирною лінією). Отже, транзисторні ключі (і цифрові схеми) мало чутливі до розкиду параметрів, до температурному дрейфу, тимчасовому дрейфу, до зовнішніх електромагнітним перешкод і до власним шумам.

У підсилюючих каскадах використовується ділянку характеристики між точками СD. Отже, вхідні і вихідні сигнали можуть приймати відвідувачів будь-які значення межах цього відрізка характеристики. З огляду на можливу деформацію характеристики, бачимо у тому, що підсилювальні каскади (аналогові схеми) дуже чутливі до різноманітних перешкод, до розкиду параметрів, до температурному дрейфу, тимчасовому дрейфу.

4.2. Параметри транзисторного ключа.

1. Залишкове напруга й залишковий ток.

Під залишковим напругою треба думати рівень напруги не вдома відкритого до насичення транзистора. Величина залишкового напруги перебуває у прямої залежності від ступеня насичення транзистора: чим глибше насичення транзистора, тим менше залишкове напруга з його виході. Глибоке насичення настає у разі, якщо транзистор перетворюється на режим подвійний инжекции: инжекция до бази відбувається і з эмиттера, і з колектора. Звичне значення залишкового напруги не вдома насиченого біполярного транзистора лежать у межах Uост=0,05(0,1 В. У польового транзистора їх кількість то, можливо набагато меньше.

Під залишковим струмом мається на увазі струм неосновних носіїв через закритий транзистор. Його розмір дуже незначна і найчастіше їм нехтують, але за підвищенні температури і частоти з нею доводиться считаться.

2. Ступінь насичення транзистора у схемі ключа. Існує поняття формального критерію насичення (коли на колекторі діє пряме напруга. Але транзистор зазвичай працює у режимі заданого струму, тому з оцінки ступеня насичення транзистора більш зручний токовый критерий.

[pic].

(4.1) де Iкн (струм насичення транзистора; ((статичний коефіцієнт передачі струму бази; I+б (отпирающий базовий струм. Щоб оцінити силу нерівності (4.1), вводиться особливий параметр (ступінь насичення S (.

[pic].

(4.2).

3. Швидкодія (час відгуку схеми на сигнал, тобто, це час, в протягом якого транзистор переходить з закритого стану на відкрите і навпаки. У цьому найважливішим параметром вважатимуться середнє час затримки поширення сигналу tср.зд. Що глибша насичення транзистора, гірше швидкодія ключа загалом. Щоб недопущення істотною инжекции із боку колектора тоді, коли потенціал колектора змінився на протилежний, коллекторный перехід шунтируется діодом Шоттке, падіння напруги у якому вбирається у 0,2(0,4 У (рис. 1.8). У цьому кілька збільшується залишкове напруга на транзисторі, але ці окупається високим швидкодією ключа.

4. Стійкість Перед Перешкодами (стійкість схеми проти помилкового срабатывания.

Статична стійкість перед перешкодами (максимально дозволене напруга статичної перешкоди, коли він ще відбувається зміни вихідного напруги. Під статичної перешкодою розуміють паразитні напруження і струми, тривалість яких значно більше часу перемикання схеми з одного стану до іншого. Вимірюють стійкість перед перешкодами зазвичай, у вольтах. По відношення до полярності вхідного сигналу стійкість перед перешкодами то, можливо істотно разной.

Динамічна стійкість перед перешкодами виникає у перехідних процессах.

5. Нагрузочная здатність ключа.

Типовим для ключових схем є поєднання кількох ключів, з'єднаних послідовно чи паралельно. У послідовної ланцюжку (рис. 4.2) кожен ключ може керувати не одним, а кількома ключами. Тому нагрузочной здатністю ключа називають кількість паралельно включених ключів, якими спроможна керувати даний ключ.

[pic].

Рис. 4.2. Ключова цепочка.

У схемою рис. 4.2 показано, що другий транзистор VT2 управляє не лише ключем VT3, але ще поруч ключів (VT4, VT5, VT6.

Величина струму, отпирающего ключ VT2,.

[pic].

(4.3) де U* (напруга відмикання эмиттерного переходу втранзисторе; Rк (резистор навантаження в коллекторной ланцюга VT1, що грає роль резистора усунення у подальшому ланцюгу бази VT2.

Коллекторный струм у послідовній цепочке.

[pic].

Отже, коллекторный і базовий струми у послідовній ланцюжку майже одинаковы.

Означимо число ключів, навантажених на VT2, через n. Якщо припустити, що отпирающий струм (Iб) рівномірно розподіляється між базами всіх паралельних ключів, то ланцюга бази кожного ключа буде протікати ток.

[pic].

(4.4).

Отпирающий струм повинен відповідати токовому критерію насичення (4.1), із якого отримати принципове обмеження на навантажувальну здатність ключа. З іншого боку, враховуючи, що обмеження має бути досить жорсткою, тобто слід непросто забезпечити насичення, а мінімальну ступінь насичення транзистора Sмин (4.2) получаем.

[pic].

(4.5) де ((коефіцієнт передачі базового струму нормального включенні транзистора.

У реальних схемах спостерігається нерівномірний розподіл струмів між базами паралельно з'єднаних ключів. Річ у тім, що крутість вхідних ВАХ транзисторів дуже високий і найменше розбіжність характеристики одного транзистора з характеристикою іншого викликає великий розкид в базових токах (рис. 4.3).

Щоб вирівняти базові струми транзисторів необхідно зменшити крутизну ВАХ. Для цього він послідовно з базами кожного транзистора включають резисторы одного номіналу. На рис. 4.2 ці резисторы показані штриховими линиями.

На рис. 4.3 другий пучок вхідних ВАХ транзистора відповідає схемами ключів з резисторами в ланцюгах бази. Нахил характеристик відповідає опору R.

До відома, опір бази грає таку ж роль, як і резистор R, але його величина вбирається у 100(150 Ом. за рахунок опору резистора R загальне опір бази буде більше, рахунок чого і пряме напруга на эмиттерном переході Uэ збільшується до 1,2 В.

———————————- [pic].

[pic].

а) б).

а) б) а) б).

[pic].

[pic].

[pic].

а) б) в) Рис. 1.10. Схеми однофазних выпрямителей: а (ОПВ; б (ДПВ із середнім висновком; в (бруківці ДПВ (схема Греца).

а) б).

[pic].

[pic].

а) б).

[pic].

[pic].

[pic].

а) б).

[pic].

в) г) а) б) в) а) б) а) б).

[pic].

[pic].

[pic].

а) б) а) б) а) б).

[pic].

[pic].

Рис. 2.16. Робоча характеристика підсилювача (б) і тимчасові діаграми: а (вхідного струму Iб = f (t); в (вхідного напряжения.

Uб = f (t).

[pic].

а) б) в).

Рис. 3.11. Повна еквівалентна схема канального польового транзистора.

[pic].

а) б).

а) б) Рис. 3.8. Стокозатворные ВАХ МОП-транзисторов: а (з індукованим каналом; б (з умонтованим каналом а) б) в) а) б) Рис. 3.13 Спрощена еквівалентна схема МОП-транзистора.

а) б) Рис. 3.15. Истоковый повторювач на польовому транзисторі: а (схема з ОС; б (схема заміщення для аналізу Шмат, Rвх.

а) б) Рис. 4.1. Транзистор як ключа: а (схема ключа; б (передатна характеристика електронних инвертирующих схем.

[pic].

Рис. 4.3. Розподіл струмів в базах ключей.

[pic].