Расчет коригувальних ланцюгів широкосмугових підсилюючих каскадів на польових транзисторах

РОЗРАХУНОК КОРИГУВАЛЬНИХ ЛАНЦЮГІВ ШИРОКОСМУГОВИХ ПІДСИЛЮЮЧИХ КАСКАДІВ НА.

ПОЛЬОВИХ ТРАНЗИСТОРАХ.

Мета роботи — отримання закінчених аналітичних висловів до розрахунку коефіцієнта посилення, смуги пропускання і значень елементів коригувальних ланцюгів найвідоміших і найефективніших схемних рішень побудови підсилюючих каскадів на польових транзисторах (ПТ).

Основні результати своєї роботи — висновок і помилкове уявлення в зручному для проектування вигляді розрахункових співвідношень для підсилюючих каскадів із простої індуктивної і истоковой корекціями, з четырехполюсными диссипативными межкаскадными корректирующими ланцюгами другого і четвертого порядків, для вхідний і вихідний коригувальних ланцюгів. Для усилительного каскаду з межкаскадной коригуючою ланцюгом четвертого порядку приведено методика розрахунку, що дозволяє реалізувати поставлене нахил його амплитудно-частотной характеристики із заданої точностью.

Всім схемних рішень побудови підсилюючих каскадів на ПТ наведено приклади расчета.

1 ВВЕДЕНИЕ.

Розрахунок елементів високочастотної корекції є невід'ємною частиною процесу проектування підсилюючих пристроїв. У відомій літературі матеріал, присвячений цієї проблеми, який завжди представлено зручному для проектування вигляді. У цьому у статті зібрані найбільш відомі та ефективні схемні рішення побудови широкосмугових підсилюючих пристроїв на ПТ, а співвідношення до розрахунку коефіцієнта посилення, смуги пропускання і значень елементів коригувальних ланцюгів дано без висновків. Посилання на літературу дозволяють знайти, за необхідності, докази справедливості наведених соотношений.

Особливо слід відзначити, що у довідкової літератури з вітчизняним ПТ [1, 2] не наводяться значення елементів еквівалентній схеми заміщення ПТ. Тому, за розрахунках слід користуватися параметрами іноземних аналогів [2, 3] або здійснювати проектування на зарубіжній елементній базі [3].

2 ВИХІДНІ ДАНІ ДЛЯ РАСЧЕТОВ.

Відповідно до [4, 5, 6], запропоновані нижче співвідношення до розрахунку підсилюючих каскадів на ПТ засновані на використанні еквівалентній схеми заміщення транзистора, наведеної малюнку 2.1,а, і отриманої її основі односпрямованої моделі, наведеної малюнку 2.1,б.

|[pic] |[pic] | |а) |б) |.

Малюнок 2.1 Тут СЗІ - ємність затвор-исход, СЗС — ємність затвор-сток, ССИ — ємність сток-исток, RВЫХ — опір сток-исток, P. S — крутість ПТ, СВХ =.CЗИ +СЗС (1+SRЭ), RЭ=RВЫХRН/(RВЫХ+RН), RН — опір навантаження каскаду на ПТ, CВЫХ=ССИ+СЗС.

3 РОЗРАХУНОК НЕКОРРЕКТИРОВАННОГО КАСКАДУ З ЗАГАЛЬНИМ ИСТОКОМ.

3.1 ОКОНЕЧНЫЙ КАСКАД.

Принципова схема некорректированного усилительного каскаду приведено малюнку 3.1,а, еквівалентна схема по перемінному току — на малюнку 3.1,б. |[pic] | | | | | | | | | |[pic] | |а) |б) |.

Малюнок 3.1.

Відповідно до [6], коефіцієнт посилення каскаду у сфері верхніх частот можна описати выражением:

[pic], (3.1) де [pic]; (3.2).

[pic]; (3.3).

[pic]; (3.4).

[pic]; (3.5).

[pic]; [pic] - поточна кругова частота.

При заданому рівні частотних искажений.

[pic] (3.6) верхня частота fВ смуги пропускання каскаду равна:

[pic], (3.7) де [pic].

Вхідний опір каскаду на ПТ, не враховуючи ланцюгів усунення, визначається вхідний емкостью:

[pic]. (3.8).

Приклад 3.1. Розрахувати fB, RC, CВХ каскаду, наведеного малюнку 3.1, під час використання транзистора КП907Б (СЗИ=20 пФ; СЗС=5 пФ; ССИ=12 пФ; RВЫХ=150 Ом; S=200 мА/В [7]) і умов: RН=50 Ом; YB=0,9; K0=4.

Рішення. За відомими K0 і P. S з (3.2) знайдемо: RЭ=20 Ом. Знаючи RВЫХ, RН і RЭ, з (3.3) визначимо: RС = 43 Ом. По (3.4) і (3.5) розрахуємо: С0=17 пФ; [pic]=[pic]. Підставляючи відомі [pic] і YВ в (3.7), одержимо: fB=227 МГц. За формулою (3.8) знайдемо: СВХ=45 пФ.

3.2 ПРОМІЖНИЙ КАСКАД.

Принципова схема каскаду приведено малюнку 3.2,а, еквівалентна схема по перемінному току — малюнку 3.2,б. |[pic] | | | | | | | | | |[pic] | |а) |б) |.

Малюнок 3.2.

Коефіцієнт посилення каскаду у сфері верхніх частот описується вираженням (3.1), у якому значення RЭ і С0 розраховуються по формулам:

[pic]; (3.9).

[pic], (3.10) де СВХ — вхідні ємність нагружающего каскада.

Значення fB і СВХ каскаду розраховуються по співвідношенням (3.7) і (3.8).

Приклад 3.2. Розрахувати fB, RC, CВХ каскаду, наведеного малюнку 3.2, під час використання транзистора КП907Б (дані транзистора в прикладі 3.1) і умов: YB=0.9; K0=4; вхідні ємність нагружающего каскаду — з прикладу 3.1.

Рішення. За відомими K0 і P. S з (3.2) знайдемо: RЭ=20 Ом. Знаючи RЭ і RВЫХ, з (3.9) визначимо: RC=23 Ом. По (3.10) і (3.4) розрахуємо С0=62 пФ; [pic]=[pic]. Підставляючи відомі [pic] і YB в (3.7), одержимо: fB=62 МГц. За формулою (3.8) знайдемо: СВХ=45 пФ.

3.3 РОЗРАХУНОК СПОТВОРЕНЬ, ВНЕСЕНИХ ВХІДНИЙ ЦЕПЬЮ.

Принципова схема вхідний ланцюга каскаду приведено малюнку 3.3,а, еквівалентна схема по перемінному току — малюнку 3.3,б. |[pic] | | | | | | |[pic] | |а) |б) |.

Малюнок 3.3.

Коефіцієнт передачі вхідний ланцюзі у області верхніх частот описується вираженням [6]:

[pic], де [pic]; (3.11).

[pic]; (3.12).

[pic];

СВХ — вхідні ємність каскаду на ПТ.

Значення fB вхідний ланцюга вираховується за формулою (3.7).

Приклад 3.3. Розрахувати K0 і fB вхідний ланцюга, наведеної малюнку 3.3, за умов: RГ=50 Ом; RЗ=1 МОм; YB=0,9; CВХ — з прикладу 3.1.

Рішення. По (3.11) знайдемо: K0=1, по (3.12) визначимо: [pic]=[pic]. Підставляючи [pic] і YB в (3.7), одержимо: fB=34,3 МГц.

4 РОЗРАХУНОК КАСКАДУ З ВИСОКОЧАСТОТНОЇ ІНДУКТИВНОЇ КОРРЕКЦИЕЙ.

Принципова схема каскаду з високочастотної індуктивної корекцією приведено малюнку 4.1,а, еквівалентна схема по перемінному току — на малюнку 4.1,б. | | | |[pic] | | | | | | |[pic] | |а) |б) |.

Малюнок 4.1.

Коефіцієнт посилення каскаду у сфері верхніх частот можна описати вираженням [6]:

[pic], де K0=SRЭ; (4.1).

[pic];

[pic];

[pic];

[pic];

[pic];

[pic].

Значення [pic], відповідне оптимальної по Брауде амплитудночастотною характеристиці (АЧХ) [6], розраховується за формуле:

[pic]. (4.2).

При заданому значенні YB верхня частота смуги пропускання каскаду равна:

[pic]. (4.3).

Вхідні ємність каскаду визначається співвідношенням (3.8).

Працюючи каскаду як предоконечного усі ці вище співвідношення справедливі. Проте RЭ, R0 і С0 приймаються равными:

[pic], (4.4) де СВХ — вхідні ємність кінцевого каскада.

Приклад 4.1. Розрахувати fB, LC, RC, CВХ каскаду, наведеного малюнку 4.1, під час використання транзистора КП907Б (дані транзистора — в прикладі 3.1) і умов: YB=0,9; K0=4; каскад працює у ролі предоконечного; вхідні ємність нагружающего каскаду — з прикладу 3.1.

Рішення. За відомими K0 і P. S з (4.1) знайдемо: RЭ=20 Ом. Далі за (4.4) одержимо: RC=23 Ом; R0= 150 Ом; C0=62 пФ; [pic]=[pic]. Підставляючи C0, RC, R0 в (4.2), визначимо: LCопт=16,3 нГн. Тепер щодо формулі (4.3) розрахуємо: fB=126 МГц. З (3.8) знайдемо: CВХ=45 пФ.

5 РОЗРАХУНОК КАСКАДУ З ИСТОКОВОЙ КОРРЕКЦИЕЙ.

Принципова схема каскаду з истоковой корекцією приведено на малюнку 5.1,а, еквівалентна схема по перемінному току — малюнку 5.1,б. |[pic] | | | | | | | | | | | | | | | |[pic] | |а) |б) |.

Малюнок 5.1.

Коефіцієнт посилення каскаду у сфері верхніх частот можна описати вираженням [6]:

[pic], де K0=SRЭ/F; (5.1).

[pic]; (5.2).

[pic];

[pic];

[pic];

[pic].

Значення С1опт, відповідне оптимальної по Брауде АЧХ, розраховується за формуле:

[pic]. (5.3).

При заданому значенні YB верхня частота смуги пропускання каскаду равна:

[pic]. (5.4).

Вхідні ємність каскаду визначається соотношением:

[pic]. (5.5).

Працюючи каскаду як предоконечного усі ці вище співвідношення справедливі. Проте RЭ і С0 приймаються равными:

[pic], (5.6) де СВХ — вхідні ємність кінцевого каскада.

Приклад 5.1. Розрахувати fB, R1, С1, СВХ каскаду, наведеного малюнку 5.1, під час використання транзистора КП907Б (дані транзистора — в прикладі 3.1) і умов: YB=0,9; K0=4; каскад працює у ролі предоконечного; вхідні ємність нагрузочного каскаду — з прикладу 3.1.

Рішення. За відомими K0, P. S, RЭ з (5.1), (5.2) знайдемо: F=7,5; R1=32,5 Ом. Далі одержимо: С0=62 пФ; [pic]=[pic]. З (5.3) визначимо С1опт=288 пФ. Тепер щодо формулі (5.4) розрахуємо: fB=64,3 МГц. З (5.5) знайдемо: СВХ=23,3 пФ.

6 РОЗРАХУНОК ВХІДНИЙ КОРИГУЮЧОЇ ЦЕПИ.

З наведених вище прикладів розрахунку видно, що найбільші спотворення АЧХ обумовлені вхідний ланцюгом. Для розширення смуги пропускання вхідних ланцюгів підсилювачів на ПТ в [8] запропоновано використовувати схему, наведену на малюнку 6.1. |[pic] | | | | | | |[pic] | |а) |б) |.

Малюнок 6.1.

Коефіцієнт передачі вхідний ланцюзі у області верхніх частот можна описати выражением:

[pic], де [pic]; (6.1).

[pic];

[pic];

[pic];

[pic]; СВХ — вхідні ємність каскаду на ПТ.

Значення L3опт, відповідне оптимальної по Брауде АЧХ, розраховується за формуле:

[pic]. (6.2).

При заданому значенні YB і розрахунку LЗопт по (6.2) верхня частота смуги пропускання вхідний ланцюга равна:

[pic]. (6.3).

Приклад 6.1. Розрахувати fB, RЗ, LЗ вхідний ланцюга, наведеної малюнку 6.1, за умов: YB=0,9; RГ=50 Ом; СВХ — з прикладу 3.1; дозволене зменшення К0 з допомогою запровадження коригуючої ланцюга — 2 раза.

Рішення. З умови припустимого зменшення К0 і співвідношення (6.1) знайдемо: RЗ=50 Ом. Підставляючи відомі СВХ, RГ і RЗ в (6.2), одержимо: LЗопт=37,5 нГн. Далі визначимо: [pic]=[pic]; [pic]=[pic]. Підставляючи знайдені величини в (6.3), розрахуємо: fB=130 МГц.

7 РОЗРАХУНОК ВИХІДНИЙ КОРИГУЮЧОЇ ЦЕПИ.

У аналізованих вище підсилюючих каскадах розширення смуги пропускання пов’язане із втратою частини вихідний потужності резисторах коригувальних ланцюгів (КЦ) або ланцюгів зворотний зв’язок. Від вихідних каскадів підсилювачів потрібно, зазвичай, отримання максимально можливої вихідний потужності заданої смузі частот. З теорії підсилювачів відомо [9], що до виконання зазначеного вимоги необхідно реалізувати ощущаемое опір навантаження для внутрішнього генератора транзистора рівним постійної величині в усьому робочому діапазоні частот. Цього досягти, включивши вихідну ємність транзистора в фільтр нижніх частот, вживаний у ролі вихідний КЦ. Схема включення вихідний КЦ приведено малюнку 7.1. |[pic] | | | |[pic] | |а) |б) |.

Малюнок 7.1.

Працюючи вихідного каскаду без вихідний КЦ модуль коефіцієнта відображення [pic] ощущаемого опору навантаження внутрішнього генератора транзистора дорівнює [9]:

[pic]. (7.1).

Зменшення вихідний потужності щодо максимального значення, обумовлене наявністю CВЫХ, становить величину:

[pic], (7.2) де [pic]- максимальне значення вихідний потужності на частоті [pic] при умови рівності нулю СВЫХ; [pic] - максимальне значення вихідний потужності на частоті [pic] за наявності СВЫХ.

Використання фільтра нижніх частот як вихідний КЦ при одночасному розрахунку елементів L1, C1 за методикою Фано [9] дозволяє забезпечити мінімально можливе, відповідне заданим CВЫХ і fB, значення максимальної величини модуля коефіцієнта відображення [pic] в смузі частот від нуля до fB.

У таблиці 7.1 наведено нормовані значення елементів L1, C1, CВЫХ, розраховані за методикою Фано, і навіть коефіцієнт [pic], визначальний величину ощущаемого опору навантаження RОЩ, щодо якого обчислюється [pic] [9].

Таблица 7.1.

|[pic] |[pic] |[pic] |[pic] |[pic] | |0,1 |0,18 |0,099 |0,000 |1,000 | |0,2 |0,382 |0,195 |0,002 |1,001 | |0,3 |0,547 |0,285 |0,006 |1,002 | |0,4 |0,682 |0,367 |0,013 |1,010 | |0,5 |0,788 |0,443 |0,024 |1,020 | |0,6 |0,865 |0,513 |0,037 |1,036 | |0,7 |0,917 |0,579 |0,053 |1,059 | |0,8 |0,949 |0,642 |0,071 |1,086 | |0,9 |0,963 |0,704 |0,091 |1,117 | |1,0 |0,966 |0,753 |0,111 |1,153 | |1,1 |0,958 |0,823 |0,131 |1,193 | |1,2 |0,944 |0,881 |0,153 |1,238 | |1,3 |0,927 |0,940 |0,174 |1,284 | |1,4 |0,904 |0,998 |0,195 |1,332 | |1,5 |0,882 |1,056 |0,215 |1,383 | |1,6 |0,858 |1,115 |0,235 |1,437 | |1,7 |0,833 |1,173 |0,255 |1,490 | |1,8 |0,808 |1,233 |0,273 |1,548 | |1,9 |0,783 |1,292 |0,292 |1,605 | |2,0 |0,760 |1,352 |0,309 |1,664 |.

Справжні значення елементів розраховуються по формулам:

[pic] (7.3).

Розрахунок частотних спотворень, внесених вихідний ланцюгом кінцевого каскаду, приведено у розділі 3.1. З використанням вихідний КЦ частотні спотворення, внесені вихідний ланцюгом, визначаються соотношением:

[pic]. (7.4).

Коефіцієнт посилення каскаду з вихідний КЦ визначається вираженням (3.2).

Приклад 7.1. Розрахувати вихідну КЦ для усилительного каскаду на транзисторі КП907Б (дані транзистора — в прикладі 3.1) при RН=50 Ом, fB=200 МГц. Визначити RОЩ, зменшення вихідний потужності на частоті fB і рівень частотних спотворень, внесених вихідний ланцюгом під час використання КЦ і без нее.

Рішення. Знайдемо нормоване значення СВЫХ: [pic]= =[pic]= 1,07. Найближче значення коефіцієнта [pic] в таблиці 7.1 одно 1,056. Цьому значенням [pic] відповідають: [pic]=1,5; [pic]=0,882; [pic]=0,215; [pic]=1,382. Після денормирования по формулам (7.3) маємо: [pic]=35,1 нГн; [pic]=24 пФ; RОЩ=36,2 Ом. Використовуючи співвідношення (7.1), (7.2), знайдемо, що за відсутності вихідний КЦ зменшення вихідний потужності на частоті fB, обумовлене наявністю СВЫХ, становить 2,14 разу, а у її використанні - 1,097 разу. За відсутності вихідний КЦ рівень частотних спотворень, внесених вихідний ланцюгом, визначається співвідношенням (3.7). Для умов прикладу 7.1 [pic]=[pic]. Підставляючи в (3.7) відомі [pic] і fB, одержимо: YB=[pic]=0,795. За наявності вихідний КЦ з (7.4) знайдемо: YB = 0,977.

8 РОЗРАХУНОК ДИССИПАТИВНОЙ МЕЖКАСКАДНОЙ КОРИГУЮЧОЮ КАЙДАНИ ДРУГОГО ПОРЯДКА.

Принципова схема підсилювача з межкаскадной КЦ другого порядку приведено малюнку 8.1,а, еквівалентна схема по перемінному току — на малюнку 8.1,б. [10]. |[pic] | |а) | |[pic] | |б) |.

Малюнок 8.1.

Коефіцієнт посилення каскаду на транзисторі T1 у сфері верхніх частот можна описати вираженням [11, 12]:

[pic], (8.1) де K0=SRЭ; (8.2).

[pic];

[pic];

[pic];

[pic];

[pic] - опір сток-исток транзистора T1; [pic]; [pic]; [pic];

[pic]; [pic] - нормовані щодо [pic] і [pic] значення елементів [pic], [pic], [pic], [pic], [pic]; [pic]=[pic]; [pic]; [pic] - нормована частота; [pic] - поточна кругова частота; [pic] - вища кругова частота смуги пропускання розроблюваного підсилювача; [pic] - вхідні ємність транзистора Т2; [pic] - вихідна ємність транзистора T1.

У таблиці 8.1 наведено нормовані значення елементів [pic], [pic], [pic], обчислені для низки нормованих значень [pic], при двох значеннях припустимою нерівномірності АЧХ [pic].

Таблиця 8.1 отримано з допомогою методики проектування согласующевыравнивающих ланцюгів транзисторних підсилювачів, яка передбачає впорядкування і рішення системи компонентных рівнянь [13], і методик синтезу прототипу передавальної характеристики, забезпечує максимальний коефіцієнт посилення каскаду при заданої припустимою нерівномірності АЧХ в заданої смузі частот [14].

Таблица 8.1.

|[pic] |[pic]дБ |[pic]дБ | | |[pic] |[pic] |[pic] |[pic] |[pic] |[pic] | |0,01 |1,597 |88,206 |160,3 |2,02 |101 |202,3 | |0,05 |1,597 |18,08 |32,061 |2,02 |20,64 |40,47 | |0,1 |1,597 |9,315 |16,03 |2,02 |10,57 |20,23 | |0,15 |1,597 |6,393 |10,69 |2,02 |7,21 |13,5 | |0,2 |1,596 |4,932 |8,019 |2,02 |5,5 |10,1 | |0,3 |1,596 |3,471 |5,347 |2,02 |3,856 |6,746 | |0,4 |1,595 |2,741 |4,012 |2,02 |3,017 |5,06 | |0,6 |1,594 |2,011 |2,677 |2,02 |2,177 |3,373 | |0,8 |1,521 |1,647 |2,011 |2,02 |1,758 |2,53 | |1 |1,588 |1,429 |1,613 |2,02 |1,506 |2,025 | |1,2 |1,58 |1,285 |1,351 |2,02 |1,338 |1,688 | |1,5 |1,467 |1,178 |1,173 |2,02 |1,17 |1,352 | |1,7 |1,738 |1,017 |0,871 |2,015 |1,092 |1,194 | |2 |1,627 |0,977 |0,787 |2,00 |1,007 |1,023 | |2,5 |1,613 |0,894 |0,635 |2,03 |0,899 |0,807 | |3 |1,61 |0,837 |0,53 |2,026 |0,833 |0,673 | |3,5 |1,608 |0,796 |0,455 |2,025 |0,785 |0,577 | |4,5 |1,606 |0,741 |0,354 |2,025 |0,721 |0,449 | |6 |1,605 |0,692 |0,266 |2,024 |0,666 |0,337 | |8 |1,604 |0,656 |0,199 |2,024 |0,624 |0,253 | |10 |1,604 |0,634 |0,160 |2,024 |0,598 |0,202 |.

При відомих значеннях [pic], [pic], [pic], [pic], [pic] розрахунок межкаскадной КЦ складається з таких етапів. Обчислення [pic]. Нормування значення [pic] за такою формулою: [pic]. Перебування за таблицею 8.1 найближчого до вычисленному табличного значення [pic]. Визначення за таблицею 8.1 відповідних значень [pic], [pic], [pic] та його денормирование по формулам: [pic]; [pic]; [pic]. Обчислення значення [pic]: [pic].

З використанням аналізованої КЦ як вхідний [pic] приймається рівної нулю, [pic] приймається рівним [pic], а коефіцієнт передачі вхідний ланцюга на середніх частотах вираховується за формулою (3.11).

У разі потреби побудови унормованого частотною характеристики проектованого усилительного каскаду значення [pic], [pic], [pic], [pic] слід підставити в (8.1) і знайти модуль [pic]. Реальна частотна характеристика можна знайти після денормирования коефіцієнтів [pic], [pic], [pic] по формулам: [pic]; [pic]; [pic].

Приклад 8.1. Розрахувати межкаскадную КЦ усилительного каскаду, наведеного малюнку 8.1, його [pic] і [pic] під час використання транзисторів КП907Б (дані транзистора — в прикладі 3.1) і умов: fB=100 МГц; вхідні ємність нагружающего каскаду — з прикладу 3.1; допустима нерівномірність АЧХ — [pic]дБ, [pic]=1 кОм.

Рішення. За відомими [pic], [pic] і [pic] знайдемо: [pic]= =[pic]=3,67. З таблиці 8.1 для нерівномірності АЧХ [pic]дБ й у найближчого табличного значення унормованого величини [pic], рівного 3,5, маємо: [pic]=2,025, [pic]=0,785, [pic]=0,577. Денормируя [pic], [pic] і [pic], одержимо: [pic]=24,8 пФ; L2=162 нГн; R3=75 Ом. Тепер щодо (8.2) розрахуємо: K0=9,5. Віднімаючи з [pic] величину [pic], визначимо: С1= =7,8 пФ. З (3.8) знайдемо: СВХ=72,5 пФ.

10 РОЗРАХУНОК ДИССИПАТИВНОЙ МЕЖКАСКАДНОЙ КОРИГУЮЧОЮ КАЙДАНИ ЧЕТВЕРТОГО.

ПОРЯДКА.

Принципова схема підсилювача з межкаскадной коригуючої ланцюгом четвертого порядку [15] приведено малюнку 9.1,а, еквівалентна схема по перемінному току — малюнку 9.1,б. |[pic] | |а) | |[pic] | |б) |.

Малюнок 9.1.

Попри те що, що КЦ містить п’ять коригувальних елементів, конструктивно його виконання може бути простіше виконання КЦ другого порядка.

Коефіцієнт посилення каскаду на транзисторі T1 у сфері верхніх частот можна описати вираженням [14]:

[pic], (9.1) де [pic]; (9.2).

[pic];

[pic];

[pic];

[pic];

[pic];

[pic];

RВЫХ1 — опір сток-исток транзистора T1; СВХ2 — вхідні ємність транзистора T2; [pic], [pic], [pic], [pic], [pic] - нормовані щодо [pic] і [pic] значення елементів L1, R2, C3,.

C4, L5, відповідні реформованій схемою КЦ, у якій значение.

CВЫХ1 одно нулю, а значення СВХ2 одно нескінченності; СВЫХ1 — вихідна ємність транзистора T1; [pic]; [pic] - нормована частота; [pic] - поточна кругова частота; [pic] - вища кругова частота смуги пропускання розроблюваного усилителя.

У таблиці 9.1 наведено нормовані значення елементів L1, R2, C3, C4, L5, обчислені для випадку реалізації усилительного каскаду з різними нахилом АЧХ, лежачим не більше [pic] дБ, при допустимому значенні [pic] рівному [pic] дБ і [pic] дБ, та за умов рівності нулю значення СВЫХ1 і нескінченності - значення СВХ2.

Таблиця 9.1 отримано з допомогою методики проектування согласующевыравнивающих ланцюгів транзисторних підсилювачів, яка передбачає впорядкування і рішення систем компонентных рівнянь [13], і методик синтезу прототипу передавальної характеристики, забезпечує максимальний коефіцієнт посилення каскаду при заданої припустимою нерівномірності АЧХ в заданої смузі частот [14].

Таблица 9.1.

|Наклон |[pic]=[pic] дБ |[pic]=[pic] дБ | |АЧХ, дБ | | | | |[pic]|[pic]|[pic]|[pic]|[pic]|[pic]|[pic]|[pic]|[pic]|[pic]| |-6 |2,40 |1,58 |5,85 |2,34 |0,451|2,43 |1,21 |6,75 |2,81 |0,427| |-5 |2,47 |1,63 |5,53 |2,39 |0,426|2,43 |1,22 |6,49 |2,90 |0,401| |-4 |2,49 |1,65 |5,23 |2,48 |0,399|2,41 |1,20 |6,24 |3,03 |0,374| |-3 |2,48 |1,64 |4,97 |2,60 |0,374|2,36 |1,18 |6,02 |3,20 |0,348| |-2 |2,42 |1,59 |4,75 |2,74 |0,351|2,32 |1,16 |5,77 |3,36 |0,327| |-1 |2,29 |1,51 |4,59 |2,93 |0,327|2,30 |1,15 |5,47 |3,50 |0,309| |0 |2,09 |1,38 |4,49 |3,18 |0,303|2,22 |1,11 |5,23 |3,69 |0,291| |+1 |1,84 |1,21 |4,49 |3,52 |0,277|2,08 |1,04 |5,08 |3,93 |0,273| |+2 |1,60 |1,05 |4,52 |3,91 |0,252|1,88 |0,94 |5,02 |4,26 |0,253| |+3 |1,33 |0,876|4,69 |4,47 |0,225|1,68 |0,842|4,99 |4,62 |0,234| |+4 |2,69 |1,35 |3,34 |3,29 |0,281|1,51 |0,757|4,97 |5,02 |0,217| |+5 |2,23 |1,11 |3,43 |3,67 |0,257|1,32 |0,662|5,05 |5,54 |0,198| |+6 |1,76 |0,879|3,65 |4,27 |0,228|1,10 |0,552|5,29 |6,31 |0,176|.

Для розрахунку нормованих значень елементів L1, R2, C3, C4, L5, які забезпечують задану форму АЧХ з урахуванням реальних нормованих значень СВЫХ1 і СВХ2, слід скористатися формулами перерахунку [14]:

[pic] (9.3).

где СВЫХ1Н, СВХ2Н — нормовані щодо RВЫХ1 і [pic] значния СВЫХ1 і СВХ2.

При відомих значеннях [pic], RВЫХ1, СВЫХ1, СВХ2, розрахунок межкаскадной КЦ складається з таких етапів. Обчислення нормованих значень СВЫХ1 і СВХ2 за такою формулою: СН=[pic]. Визначення табличных значень елементів [pic], [pic], [pic], [pic], [pic] по заданому нахилу і необхідної нерівномірності АЧХ. Розрахунок L1, R2, C3, C4, L5 по формулам перерахунку (9.3) та його денормирование.

З використанням аналізованої КЦ як вхідний СВЫХ1 приймається рівної нулю, RВЫХ1 приймається рівним RГ, а коефіцієнт передачі вхідний ланцюга на середніх частотах розраховується за формуле:

[pic]. (9.4).

У разі потреби побудови унормованого частотною характеристики проектованого усилительного каскаду значення [pic], [pic], [pic], [pic], [pic] слід підставити в (9.1) і знайти модуль KU. Реальна частотна характеристика то, можливо розрахована після денормирования коефіцієнтів [pic], [pic], [pic], [pic], [pic] по формулам: [pic]; [pic]; [pic]; [pic]; [pic].

Приклад 9.1. Розрахувати межкаскадную КЦ підсилювача, наведеного на малюнку 9.1, його K0 і СВХ під час використання транзистора КП907Б (дані транзистора — в прикладі 3.1) і умов: fB=100 МГц; вхідні ємність нагружающего каскаду — з прикладу 3.1; допустима нерівномірність АЧХ -[pic] дБ; нахил АЧХ — 0 дБ.

Рішення. З таблиці 9.1 для нерівномірності АЧХ + 0,5 дБ і нахилу АЧХ, рівного 0 дБ, маємо: [pic]=2,22; [pic]=1,11; [pic]=5,23; [pic]=3,69; [pic]=0,291. Нормовані значення СВЫХ1 і СВХ2 рівні: СВЫХ1Н= =[pic]=1,6; СВХ2Н=[pic]=4,24. Підставляючи знайдені величини в (9.3), одержимо: L1H=2,22; R2Н=1,11; С3Н=14,6; С4Н=0,587; L5Н=0,786. Денормируя отримані значення, визначимо: L1=[pic]=530 нГн; R2=[pic]=167 Ом; С3=[pic]=154 пФ; С4=6,2 пФ; L5=187 нГн. Тепер щодо (9.2) розрахуємо: K0=11,86. З (3.8) знайдемо: СВХ=84,3 пФ.

1. Перельман Б. Л. Нові транзистори: Довідник. — М.: Солон, 1996.

2. Пєтухов В.М. Польові і високочастотні біполярні транзистори середньої та великої потужності та їхні зарубіжні аналоги: Довідник. — М.: КУБК-а,.

1997.

3. Польові транзистори: Довідник. — Faber. STM. Publications, 1997.

4. Шварц Н. З. Підсилювачі НВЧ на польових транзисторах. — М.: Радіо і зв’язок, 1987.

5. Никіфоров В.В., Куліш Т.Т., Шевнин І.В. До проектування широкосмугових підсилювачів потужності КВУКХдіапазону на потужних МДПтранзисторах // У рб.: Напівпровідникові прилади у техніці зв’язку /.

Під ред. І.Ф. Миколаївського. — М.: Радіо і зв’язок. -1993. Вип. 23.

6. Мамонкин І.Г. Підсилювальні устрою: Навчальний посібник для вузів. -.

М.: Зв’язок, 1977.

7. Никіфоров В.В., Максимчук А. А. Визначення елементів еквівалентній схеми потужних МДП-транзисторов // У рб.: Напівпровідникова електроніка у техніці зв’язку / Під ред. І.Ф. Миколаївського. — М.: Радіо і связь.;

1985. Вип. 25.

8. Никіфоров В.В., Терентьєв С. Ю. Синтез ланцюгів корекції широкосмугових підсилювачів потужності із застосуванням методів нелінійного програмування // У рб.: Напівпровідникова електроніка у техніці зв’язку / Під ред. І.Ф. Миколаївського. — М.: Радіо і зв’язок. — 1986. ;

Вип. 26.

9. Широкосмугові радиопередающие устрою / Алексєєв О.В., Головков.

А.А., Полєвой В.В., Соловйов А. А. / Під ред. О.В. Алексєєва. — М.:

Зв’язок, 1978.

10. Титов А. А., Ільюшенка В.М., Авдоченко Б.І., Обихвостов В.Д.

Широкосмуговий підсилювач потужності до роботи на неузгоджену навантаження // ПТЭ. — 1996. — № 2. — С.68−69.

11. Шварц Н. З. Лінійні транзисторні підсилювачі НВЧ. — М.: Рад. радио,.

1980.

12. Бабак Л. И., Дьячко О. Н., Дергунов С. А. Розрахунок ланцюгів корекції потужних сверхширокополосных транзисторних СВЧ-усилителей // Напівпровідникова електроніка у техніці зв’язку /Під ред. І.Ф. Миколаївського. — М.: Радіо і зв’язок. — 1988. — Вип. 27.

13. Бабак Л. И., Шевцов О. Н., Юсупов Р. Р. Пакет програм автоматизованого розрахунку транзисторних широкосмугової та импульсных.

УВЧі СВЧ-усилителей // Електронна техніка. Сер. СВЧ-техника. ;

1993. — № 3. — С.60−63.

14. Титов А. А. Розрахунок диссипативной межкаскадной коригуючої ланцюга широкосмугового підсилювача потужності // Радіотехніка. — 1989. — № 2. ;

С.88−90.

15. Жайворонків В.І., Изгагин Л. Н., Шварц Н. З. Транзисторний підсилювач НВЧ з смугою пропускання [pic] МГц // Прилади і експерименту. -.

1972. — № 3. — С.134−135.