Расчет коригувальних ланцюгів широкосмугових підсилюючих каскадів на біполярних транзисторах

РОЗРАХУНОК КОРИГУВАЛЬНИХ ЛАНЦЮГІВ ШИРОКОСМУГОВИХ ПІДСИЛЮЮЧИХ КАСКАДІВ НА.

БІПОЛЯРНИХ ТРАНЗИСТОРАХ.

Мета роботи — отримання закінчених аналітичних висловів до розрахунку коефіцієнта посилення, смуги пропускання і значень елементів коригувальних ланцюгів найвідоміших і найефективніших схемних рішень побудови підсилюючих каскадів на біполярних транзисторах (БТ).

Основні результати своєї роботи — висновок і помилкове уявлення в зручному для проектування вигляді розрахункових співвідношень для підсилюючих каскадів з простої індуктивної і истоковой корекціями, з четырехполюсными диссипативными межкаскадными корректирующими ланцюгами четвертого порядків, для вхідний і вихідний коригувальних ланцюгів. Всім схемних рішень побудови підсилюючих каскадів на БТ наведено приклади расчета.

Теоретично підсилювачів бракує обгрунтованих доказів переваги використання того чи іншого схемного рішення за розробці конкретного усилительного устрою. У цьому проектування широкосмугових підсилювачів багато в чому грунтується на інтуїції і надзвичайно досвіді розробника. У цьому, різні розробники, найчастіше, по-різному вирішують поставлені їх завдання, досягаючи необхідних результатів. Ця робота варта початківців розробників широкосмугових підсилювачів і має: найбільш відомі та ефективні схемні рішення побудови широкосмугових підсилюючих каскадів на БТ; співвідношення їхнього розрахунку по заданим вимогам; приклади розрахунку. Оскільки, зазвичай, широкосмугові підсилювачі працюють у стандартному 50 або 75-омном тракті, співвідношення до розрахунку дано з умов, що оконечные каскади підсилювачів працюють суто резистивную навантаження, а вхідні каскади підсилювачів працюють від суто резистивного опору генератора.

1. ВИХІДНІ ДАНІ ДЛЯ РАСЧЕТА.

Відповідно до [1, 2, 3], наведені нижче співвідношення до розрахунку підсилюючих каскадів засновані на використанні еквівалентній схеми заміщення транзистора наведеної малюнку 1.1, або на використанні його односпрямованої моделі [2, 3] наведеної малюнку 1.2.

[pic].

Малюнок 1.1 — Еквівалентна схема Джиаколетто.

[pic].

Малюнок 1.2 — Односпрямована модель.

Значення елементів схеми Джиаколетто можна розрахувати по паспортним даним транзистора за такими формулам [1]:

[pic] [pic] [pic].

[pic].

[pic]=3 — для планарных кремнієвих транзисторів, [pic]=4 — інших транзисторов,.

[pic]; [pic]; [pic];

где [pic] - ємність коллекторного переходу; [pic] - стала часу ланцюга зворотний зв’язок; [pic] - статичний коефіцієнт передачі струму у схемі з загальним эмиттером; [pic] - гранична частота коефіцієнта передачі струму в схемою із загальним эмиттером; [pic] - струм эмиттера у робітничій точці в миллиамперах.

У довідкової літературі значення [pic] і [pic] часто наводяться измеренными що за різних значеннях напруги коллектор-эмиттер [pic]. Тому, за розрахунках [pic] значення [pic] слід перелічити за такою формулою [1].

[pic],.

где [pic] - напруга [pic], у якому вироблялося вимір [pic]; [pic] - напруга [pic], у якому вироблялося вимір [pic].

Оскільки [pic] і [pic] виявляються набагато меншою провідності навантаження підсилюючих каскадів, під час розрахунків звичайно не учитываются.

Елементи схеми заміщення наведеної малюнку 1.2 може бути розраховані за такими емпіричним формулам [4]:

[pic], [pic], [pic], [pic],.

где [pic] - индуктивность виведення бази; [pic] - индуктивность виведення эмиттера; [pic] - граничне значення напруги [pic]; [pic] - граничне значення постійного струму коллектора.

При розрахунках по еквівалентній схемою, наведеної малюнку 1.2, замість [pic] використовують параметр [pic] - коефіцієнт посилення транзистора по потужності режимі двостороннього узгодження [2], равный:

[pic]=[pic] (1.1).

где [pic] - частота, де коефіцієнт посилення транзистора по потужності режимі двостороннього узгодження дорівнює одиниці; [pic] - поточна частота.

2 РОЗРАХУНОК НЕКОРРЕКТИРОВАННОГО КАСКАДУ З ЗАГАЛЬНИМ ЭМИТТЕРОМ.

2.1 ОКОНЕЧНЫЙ КАСКАД.

Схема каскаду по перемінному току приведено малюнку 1.3, де [pic] - опір навантаження; [pic] - опір у ланцюги коллектора.

[pic].

Малюнок 2.1 — Схема кінцевого некорректированного каскада.

За відсутності реактивності навантаження, смуга пропускання каскаду визначається параметрами транзистора. Відповідно до [1] коефіцієнт посилення каскаду у сфері верхніх частот можна описати выражением:

[pic], де [pic]; (1.2).

[pic] (1.3).

[pic]; (1.4).

[pic]; (1.5).

[pic][pic].

При заданому рівні частотних искажений.

[pic], верхня частота [pic] смуги пропускання каскаду равна:

[pic]=[pic]. (1.6).

Вхідний опір каскаду то, можливо аппроксимировано паралельної RC ланцюгом [1]:

[pic]; (1.7).

[pic]=[pic] (1.8).

Приклад 1.1. Розрахувати [pic], [pic], [pic], [pic] каскаду, наведеного малюнку 1.3 під час використання транзистора КТ610А ([pic]=5 Ом, [pic]=1 Ом, [pic]=0,0083 Цим, [pic]=4 пФ, [pic]=160 пФ, [pic]=1 ГГц, [pic]=120, [pic]=0,95 А/В, [pic]=0,99, [pic]=55 мАЛО), і умов: [pic]=50 Ом; [pic]=0,9; [pic]=10.

Рішення. За відомими [pic] і [pic] відповідно до (1.2) маємо [pic]=10,5 Ом. Знаючи [pic] знаходимо [pic]=13,3 Ом. За формулою (1.3) знайдемо [pic]=1,03(10−9с. Підставляючи відомі [pic] і [pic] в співвідношення (1.6) одержимо [pic]=74,9 МГц. По формулам (1.7) і (1.8) визначимо [pic]=196 пФ, [pic]=126 Ом.

2.2 ПРОМІЖНИЙ КАСКАД.

Схема каскаду по перемінному току приведено малюнку 1.4, де [pic]- опір у ланцюзі колектора; [pic], [pic]- вхідний опір і вхідні ємність нагружающего каскада.

[pic].

Малюнок 2.2 — Схема проміжного некорректированного каскада.

Відповідно до [1] коефіцієнт посилення каскаду у сфері верхніх частот описується выражением:

[pic], де [pic]= [pic]([pic] (1.9).

[pic] (1.10).

[pic]=[pic]. (1.11) Значення [pic], [pic], [pic] каскаду розраховуються по формулам (1.6), (1.7), (1.8).

Приклад 2. Розрахувати [pic], [pic], [pic], [pic] каскаду наведеного на малюнку 1.4 під час використання транзистора КТ610А (дані транзистора наведені у прикладі 1.1) і умов [pic]=0,9; [pic]=10; [pic], [pic] - з прикладу 1.

Рішення. За відомими [pic] і [pic] з (1.9) одержимо [pic]=10.5 Ом. Знаючи [pic] з (1.11) знайдемо [pic]=11,5 Ом. За формулою (1.10) визначимо [pic]=3(10−9 з. Підставляючи відомі [pic], [pic] в співвідношення (1.6) одержимо [pic]=25,5 МГц. По формулам (1.7) і (1.8) визначимо [pic]=126 Ом, [pic]=196 пФ.

3 РОЗРАХУНОК КАСКАДУ З ВИСОКОЧАСТОТНОЇ ІНДУКТИВНОЇ КОРРЕКЦИЕЙ.

3.1 ОКОНЕЧНЫЙ КАСКАД.

Схема каскаду по перемінному току приведено малюнку 3.1.

[pic].

Малюнок 3.1 — Схема кінцевого каскаду з високочастотної індуктивної коррекцией.

За відсутності реактивності навантаження високочастотна (ВЧ) индуктивная корекція вводиться для корекції спотворень АЧХ внесених транзистором. У відповідність до [1] коефіцієнт посилення каскаду у сфері верхніх частот, за оптимального значенні [pic]равном.

[pic], (1.12) описується выражением.

[pic], де [pic]=[pic]([pic]; (1.13).

[pic]=[pic]; 1.14).

[pic]=[pic]; (1.15).

[pic] (1.16) [pic]и [pic]определяются висловлюваннями (1.4) і (1.5).

При заданому [pic], [pic] каскаду равна:

[pic] =[pic]. (1.17).

Значення [pic], [pic] каскаду розраховуються по формулам (1.7), (1.8).

Приклад 3 Розрахувати [pic], [pic], [pic], [pic], [pic] каскаду з ВЧ індуктивної корекцією, схема якого приведено малюнку 3.1, при використанні транзистора КТ610А (дані транзистора наведені у прикладі 1) і умов [pic]=0,9; [pic]=10; [pic]=50 Ом.

Рішення. За відомими [pic] і [pic] з (1.13) одержимо [pic]=10,5 Ом. Знаючи [pic] з (1.14) знайдемо [pic]=13,3 Ом. Розраховуючи [pic] по (1.16) і підставляючи в (1.12) одержимо [pic]=13,7(10−9 Пан. Визначаючи (до по (1.15) і підставляючи в (1.17) визначимо [pic]=350 МГц. По формулам (1.7), (1.8) знайдемо [pic]=196 пФ, [pic]=126 Ом.

3.2 ПРОМІЖНИЙ КАСКАД.

Схема каскаду по перемінному току приведено малюнку 3.2.

[pic].

Малюнок 3.2 — Схема проміжного каскаду з високочастотної індуктивної коррекцией.

Відповідно до [1] коефіцієнт посилення каскаду у сфері верхніх частот, за оптимального значенні [pic] равном.

[pic]= [pic]([pic], (1.18) визначається выражением:

[pic] де [pic]=[pic]([pic]; (1.19).

[pic] =[pic]; (1.20).

[pic]=[pic]; (1.21).

[pic]=[pic], (1.22) [pic] і [pic] визначаються висловлюваннями (1.4), (1.5). Значення [pic], [pic], [pic] каскаду розраховуються по формулам (1.17), (1.7), (1.8).

Приклад 4. Розрахувати [pic], [pic], [pic], [pic],[pic] каскаду з ВЧ індуктивної корекцією, схема якого приведено малюнку 3.2, при використанні транзистора КТ610А (дані транзистора наведені у прикладі 1.1) і умов: [pic]=0,9; [pic]=10; [pic], [pic]- з прикладу 3.

Рішення. За відомими [pic] і [pic] з (1.19) одержимо [pic]=10,5 Ом. Знаючи [pic] з (1.20) знайдемо [pic]=11,5 Ом. Розраховуючи [pic] по (1.22) і підставляючи в (1.18) одержимо [pic]=34,7(10−9 Пан. Визначаючи [pic]по (1.21) і підставляючи в (1.17) визначимо [pic]=308 МГц. По формулам (1.7), (1.8) знайдемо [pic]=196 пФ, [pic]=126 Ом.

4 РОЗРАХУНОК КАСКАДУ З ЭМИТТЕРНОЙ КОРРЕКЦИЕЙ.

4.1 ОКОНЕЧНЫЙ КАСКАД.

Схема каскаду по перемінному току приведено малюнку 4.1.

[pic].

Малюнок 4.1. Схема кінцевого каскаду з эмиттерной коррекцией.

За відсутності реактивності навантаження эмиттерная корекція вводиться для корекції спотворень АЧХ, внесених транзистором, збільшуючи амплітуду напруги эмиттер-база зі зростанням частоти. Відповідно до [1], модуль коефіцієнта посилення каскаду у сфері верхніх частот, під час виборів елементів корекції [pic], [pic] відповідними оптимальної по Брауде.

АЧХ, описується выражением.

[pic], (1.23) де [pic][pic];

[pic]=[pic]; (1.24).

[pic] - глибина ООС; (1.25).

[pic]; (1.26).

[pic]; (1.27).

[pic] (1.28).

При заданому значенні [pic], оптимальне значення [pic] визначається выражением.

[pic]. (1.29).

Підставляючи [pic] і [pic] в (1.23) можна получить:

[pic], (1.30) де [pic].

Вхідний опір каскаду з эмиттерной корекцією то, можливо аппроксимировано паралельної RC-цепью [1].

[pic]; (1.31).

[pic]. (1.32).

Приклад 5. Розрахувати [pic], [pic], [pic], [pic], [pic] каскаду з эмиттерной корекцією схема якого приведено малюнку 4.1, при використанні транзистора КТ610А (дані транзистора наведені у прикладі 1) і умов [pic]=0,9; [pic]=10; [pic] = 50 Ом.

Рішення. За відомими [pic], [pic] і [pic] з (5.2) одержимо [pic]=4,75. Підставляючи [pic] в (1.25) і (1.29) знайдемо [pic]=4 Ом; [pic]=1,03. Розраховуючи [pic] по (1.28) і підставляючи в (1.26), (1.27) одержимо [pic]=50,5 пФ. За відомими [pic], [pic], [pic], [pic] і [pic] з (1.30) визначимо [pic]= 407 МГц. По формулам (1.31), (1.32) знайдемо [pic]= 71 пФ, [pic]= 600 Ом.

4.2 ПРОМІЖНИЙ КАСКАД.

Схема каскаду по перемінному току приведено малюнку 1.10.

[pic].

Малюнок 4.2. Схема проміжного каскаду з эмиттерной коррекцией.

Відповідно до [1] модуль коефіцієнта посилення каскаду у сфері верхніх частот, під час виборів елементів корекції відповідними оптимальної по Брауде АЧХ, описується вираженням (1.23). У разі, при заданому значенні [pic], оптимальне значення [pic] визначається з соотношения:

[pic], (1.33) де [pic].

Значення [pic], [pic], [pic] каскаду розраховуються по формулам (1.30), (1.31), (1.32), причому у (1.24), (1.28) і (1.31) величина [pic] замінюється на [pic].

Приклад 6. Розрахувати [pic], [pic], [pic], [pic], [pic] каскаду з эмиттерной корекцією, схема каскаду приведено малюнку 4.2, при використанні транзистора КТ610А (дані транзистора наведені у прикладі 1) і умов: [pic]=0,9; [pic]=10; [pic]=71,5 пФ; [pic]=300 Ом (передбачається, що навантаженням даного каскаду є вхідний опір каскаду розрахованого в прикладі 5, а колекторі транзистора стоїть резистор з номіналом 600 Ом.

Рішення. За відомими [pic], [pic] і [pic] з (1.24) одержимо [pic]=28,5. Підставляючи [pic] в (1.25) знайдемо [pic]=29 Ом. Знаючи [pic] і [pic], по (1.33) визначимо [pic]=0,76. Розраховуючи [pic] по (1.28) і підставляючи в (1.26), (1.27) одержимо [pic]=201 пФ. За відомими [pic], [pic], [pic], [pic], [pic] з (1.30) визначимо [pic]=284 МГц. По формулам (1.31), (1.32) знайдемо [pic]=44 пФ; [pic]=3590 Ом.

5 КОРЕКЦІЯ СПОТВОРЕНЬ ВНЕСЕНИХ ВХІДНИЙ ЦЕПЬЮ.

5.1 РОЗРАХУНОК СПОТВОРЕНЬ ВНЕСЕНИХ ВХІДНИЙ ЦЕПЬЮ.

Схема вхідний ланцюга каскаду по перемінному току приведено малюнку 5.1, де [pic] - внутрішній опір джерела сигнала.

[pic].

Малюнок 5.1. Схема вхідний ланцюга некорректированного каскада.

За умов апроксимації вхідного опору каскаду паралельної RC-цепью, коефіцієнт передачі вхідний ланцюзі у області верхніх частот описується вираженням [1]:

[pic], де [pic]=[pic] (1.34).

[pic]=[pic]; (1.35).

[pic]=[pic];

[pic]=[pic];

Значення [pic] вхідний ланцюга вираховується за формулою (1.6).

Приклад 7. Розрахувати [pic] і [pic] вхідний ланцюга наведеної малюнку 5.1, під час роботи каскаду на транзисторі КТ610А (дані транзистора наведено в прикладі 1.1) від генератора з [pic]=50 Ом і за [pic]=0,9.

Рішення. З прикладу 1 маємо: [pic]=126 Ом, [pic]=196 пФ. За формулою (1.34) одержимо: [pic]=0,716, а, по формулі (1.35): [pic]=7(10−9 з. Підставляючи відомі [pic] і [pic] в (1.6) знайдемо: [pic]=11 МГц.

5.2 РОЗРАХУНОК ВХІДНИЙ КОРИГУЮЧОЮ ЦЕПИ.

З наведених вище прикладів розрахунку видно, що найбільші спотворення АЧХ обумовлені вхідний ланцюгом. Для розширення смуги пропускання вхідних ланцюгів в [5] запропоновано використовувати схему, наведену малюнку 5.2.

[pic].

Малюнок 5.2. Схема корекції вхідний цепи.

Робота схеми полягає в збільшенні опору ланцюга [pic] зі зростанням частоти як компенсація шунтирующего дії вхідний ємності каскаду. При заданому значенні [pic] і виборі [pic], відповідної оптимальної по Брауде АЧХ, модуль коефіцієнта передачі вхідний ланцюга описується выражением:

[pic], де [pic]; (1.42).

[pic];

[pic];

[pic];

[pic]; (1.43) [pic], [pic] - вхідний опір і вхідні ємність каскада.

При заданому значенні [pic], [pic] вхідний ланцюга равна:

[pic], (1.44) де [pic].

Приклад 1.8. Розрахувати [pic], [pic], [pic] вхідний ланцюга наведеної на малюнку 5.2 під час роботи на каскад з параметрами, даними в прикладі 7, при зменшенні [pic] з допомогою запровадження [pic] вп’ятеро проти некорректированной вхідний ланцюгом, і за [pic]=50 Ом, [pic]=0,9.

Рішення. З прикладу 7 маємо: [pic]=126 Ом; [pic]=196 пф; [pic]=0,716. З співвідношення (1.42) і умов завдання одержимо: [pic]=10 Ом. Підставляючи [pic] в (1.43) знайдемо: [pic]=7,54 нГн. Підставляючи результати розрахунку в (1.44), одержимо: [pic]=108 МГц. Використовуючи співвідношення (1.6), (1.41) визначимо, що з простому шунтировании каскаду резистором [pic]=10 Ом [pic] каскаду виявляється рівної 50 МГц.

5.3 РОЗРАХУНОК КАСКАДУ З ПАРАЛЕЛЬНОЇ НЕГАТИВНОЮ ЗВОРОТНОГО СВЯЗЬЮ.

Щоб не допустити втрат надходжень у посиленні, обумовлених використанням вхідний коригуючою ланцюга (див. розділ 5.2), як вхідного каскаду може бути використана каскад із паралельною ООС, схема якого приведено на малюнку 5.3.

[pic].

[pic], [pic] - вхідні опір і ємність нагружающего каскада.

Малюнок 5.3 Схема каскаду із паралельною ООС.

Особливістю схеми і те, що з великому значенні [pic] і глибокої ООС ([pic] мало) у схемі, навіть за умови [pic]=0, з’являється викид на АЧХ у сфері верхніх частот. Тому розрахунок каскаду слід починати при условии:[pic]=0. І тут коефіцієнт посилення каскаду в області верхніх частот визначається выражением:

[pic], (1.45) де [pic]; (1.46).

[pic].

[pic];

[pic].

При заданому значенні [pic], [pic] каскаду равна:

[pic], (1.47) де [pic].

Формулою (1.47) можна скористатися у разі, якщо [pic]. Що стосується [pic] схема має викид на АЧХ і треба збільшити [pic].

Якщо з’ясується, що з [pic] [pic][pic] менше необхідного значення, слід також запровадити [pic]. І тут коефіцієнт посилення каскаду у сфері верхніх частот описується выражением:

[pic], (1.48) где[pic];

[pic];

[pic].

[pic];

[pic];

[pic].

Оптимальна по Брауде АЧХ характеризується условии:

[pic]. (1.50).

При заданому значенні [pic], [pic] каскаду можна знайти після перебування дійсного кореня [pic] рівняння: [pic],(1.51) де [pic].

При відомому значенні [pic], [pic] равна:

[pic]. (1.52).

Приклад 9. Розрахувати [pic],[pic], [pic] каскаду із паралельною ООС схема якого приведено малюнку 5.3, під час використання транзистора КТ610А (дані транзистора наведені у прикладі 1.1), при [pic]=50 Ом; [pic]=0,9; [pic]=1,5 при роботі на каскад розрахований в прикладі 6 ([pic]=3590 Ом, [pic]=44 пФ).

Рішення. За відомими [pic] і [pic] з (1.46) визначимо [pic]=75 Ом. Розраховуючи [pic] і [pic] формули (1.45) знайдемо, що [pic]. Тому треба збільшити значення [pic]. Виберемо [pic]=6. І тут з (1.46) визначимо: [pic]=150 Ом. Для даного значення [pic][pic]. За формулою (1.47) одержимо: [pic]=76 МГц. Для розширення смуги пропускання розрахуємо [pic] по (1.50): [pic]=57 нГн. Тепер знайдемо дійсний корінь рівняння (1.51): [pic], і з (1.52) визначимо [pic]=122 МГц.

6 УЗГОДЖЕНІ КАСКАДИ З ЗВОРОТНИМИ СВЯЗЯМИ.

6.1 РОЗРАХУНОК КАСКАДУ З КОМБІНОВАНОЇ ООС.

Схема каскаду по перемінному току приведено малюнку 6.1 [6].

[pic].

Малюнок 6.1 Схема каскаду з комбінованої ООС.

Перевагою схеми і те, що з условиях:

[pic] і [pic] (1.53) схема виявляється узгодженої по входу і з КСВН трохи більше 1,3 в діапазоні частот, де виконується умова [pic](0,7. Тому відсутня взаємовпливи каскадів друг на друга за її каскадировании [6].

За виконання умов (1.53), коефіцієнт посилення каскаду у сфері верхніх частот описується выражением:

[pic], (1.54) де [pic]; (1.55).

[pic];

[pic];

[pic];

[pic].

З (1.53), (1.55) неважко отримати, що з відомому значенні [pic][pic]величина резистора [pic]определяется выражением:

[pic]. (1.56).

При заданому значенні [pic], [pic] каскаду равна:

[pic], (1.57) де [pic].

У [8] показано, що з виконанні умов (1.53) ощущаемое опір навантаження транзистора, каскаду з комбінованої ООС, одно [pic], а максимальна амплітуда вихідного сигналу каскаду зменшується на величину: [pic], що можна враховувати в виборі робочої точки транзистора.

Приклад 10. Розрахувати [pic], [pic], [pic] каскаду наведеного на малюнку 6.1 під час використання транзистора КТ610А (дані транзистора наведені у прикладі 1) і умов: [pic]= 50 Ом; [pic]=0,9; [pic]=3.

Рішення. За відомими [pic] і [pic] з (1.56) одержимо: [pic]=200 Ом. Підставляючи [pic] в (1.53) знайдемо: [pic]=12,5 Ом. Розраховуючи коефіцієнти [pic], [pic] формули (1.54) і підставляючи в (1.57) визначимо: [pic]=95 МГц.

6.2 РОЗРАХУНОК ПІДСИЛЮЮЧИХ КАСКАДІВ З ПЕРЕХРЕСНИМИ ООС.

Схема підсилюючих каскадів по перемінному току приведено малюнку 6.2 [9].

[pic].

Малюнок 6.2 Схема підсилюючих каскадів з перехресними ООС.

По ідеології побудови розглянута схема справляє враження підсилювач, в якому використані каскади з комбінованої ООС. Проте за заданому коефіцієнті посилення схема має більшої смугою пропускання, яка мало скорочується зі збільшенням числа каскадів, що комплексним характером зворотний зв’язок на високих частотах.

Так само як і каскад з комбінованої ООС схема виявляється узгодженої по входу і з КСВН трохи більше 1,5 і 1,3 відповідно, за умов [9, 10]:

[pic]; [pic] (1.60).

За виконання умов (1.60) і за зневазі величинами другого порядку дрібниці, коефіцієнт посилення двухтранзисторного варіанта підсилювача зображеного малюнку 6.2 описується выражением:

[pic]; (1.61) де [pic]; (1.62).

[pic];

[pic];

[pic]; (1.63).

[pic];

[pic];

[pic]- поточна частота;

[pic].

При заданому значенні [pic], [pic] двухтранзисторного варіанта підсилювача равна:

[pic], (1.64) де [pic].

При збільшенні кількості каскадів підсилювача, верхня гранична частота всього підсилювача [pic] мало змінюється від і то, можливо розрахована по емпіричну зависимости.

[pic], де [pic] - загальна кількість каскадів; [pic] - верхня частота смуги пропускання двухтранзисторного варіанта підсилювача, розраховувана по формулі (1.66).

Підключення додаткових каскадів посилення до двухтранзисторному варіанту підсилювача призводить до зростанню посилення в [pic] разів, і загальний коефіцієнт посилення, у разі, равен:

[pic].

На підвищення вихідний потужності аналізованого підсилювача можна скористатися його модифікованої схемою наведеної малюнку 6.3 [11].

[pic].

Малюнок 6.3 Схема підсилювача із підвищеною вихідний мощностью.

Для схеми наведеної малюнку 6.3 справедливі все співвідношення наведені вище, проте вона не має вдвічі більшу величину вихідний потужності завдяки рівнобіжному включенню вихідних транзисторів [9.

Приклад 11. Розрахувати [pic], [pic], [pic] двухтранзисторного варіанта підсилювача наведеного малюнку 6.2, під час використання транзистора КТ610А (дані транзистора наведені у прикладі 1) і умов: [pic]=50 Ом; [pic]=0,81; [pic]=10.

Рішення. Підставляючи в (1.62) різні значення [pic] знайдемо, що [pic]=10 при [pic]=0,262. Тепер щодо (1.64) визначимо: [pic]=101 МГц. Використовуючи (1.63), одержимо: [pic]=13,1 Ом; [pic]=191 Ом.

6.3 РОЗРАХУНОК КАСКАДУ ЗІ СКЛАДАННЯМ НАПРЯЖЕНИЙ.

Схема каскаду по перемінному току приведено малюнку 6.4 [10].

[pic].

Малюнок 6.4 Схема каскаду зі складанням напряжений.

При условии:

[pic] (1.67) напруга, отдаваемое транзистором каскаду, одно вхідному, струм ж, отдаваемый попереднім каскадом, практично дорівнює току навантаження. Тому ощущаемое опір навантаження каскаду одно половині опору [pic], його вхідний опір також одно половині сопротивления[pic], до частот відповідних [pic]=0,7. Це треба враховувати при розрахунку робочих точок аналізованого і предоконечного каскадов.

За виконання умови (1.67) коефіцієнт посилення каскаду у сфері верхніх частот описується выражением:

[pic], де [pic].

[pic];

[pic];

[pic];

[pic];

[pic].

Оптимальна по Брауде АЧХ каскаду реалізується при розрахунку [pic], [pic] по формулам [12]:

[pic]; (1.68).

[pic], (1.69) а значення [pic] визначається з соотношения:

[pic]. (1.70).

Приклад 12. Розрахувати [pic], [pic], [pic] каскаду зі складанням напруг наведеного малюнку 6.4, під час використання транзистора КТ610А (дані транзистора наведені у прикладі 1) і умов: [pic]=50 Ом; [pic]=0,9.

Рішення. По формулам (1.68), (1.69) одержимо [pic]=3 кОм; [pic]=10,4 пФ. Тепер щодо (1.70) знайдемо [pic]=478 МГц.

7 РОЗРАХУНОК ПІДСИЛЮЮЧИХ КАСКАДІВ З ЧЕТЫРЕХПОЛЮСНЫМИ КОРРЕКТИРУЮЩИМИ.

ЦЕПЯМИ.

7.1 РОЗРАХУНОК ВИХІДНИЙ КОРИГУЮЧОЮ ЦЕПИ.

У аналізованих вище підсилюючих каскадах розширення смуги пропускання було з втратою частини вихідний потужності резисторах коригувальних ланцюгів, або ланцюгів ООС. Цього нестачі позбавлені підсилювачі, побудовані за принципом послідовного сполуки коригувальних ланцюгів (КЦ) і підсилюючих елементів [2].

Приклад побудови такий схеми підсилювача по перемінному току наведено на малюнку 7.1.

[pic].

Малюнок 7.1 Схема підсилювача з корректирующими цепями.

У цьому розрахунки вхідних, вихідних межкаскадных КЦ ведуть із використанням еквівалентній схеми заміщення транзистора наведеної на малюнку 1.2. З теорії підсилювачів відомо [3], що з отримання максимальної вихідний потужності заданої смузі частот необхідно реалізувати ощущаемое опір навантаження, для внутрішнього генератора транзистора, однакову постійної величині в усьому робочому діапазоні частот. Це можна реалізувати, включивши вихідну ємність транзистора (див. малюнок 1.2) в фільтр нижніх частот, вживаний у ролі вихідний КЦ. Схема включення вихідний КЦ приведено малюнку 7.2.

[pic].

Малюнок 7.2 Схема вихідний коригуючої цепи.

Працюючи підсилювача без вихідний КЦ, модуль коефіцієнта відображення |[pic]| ощущаемого опору навантаження внутрішнього генератора транзистора дорівнює [3]:

|[pic]|=[pic], (1.71) де [pic] - поточна кругова частота. У цьому зменшення вихідний потужності щодо максимального значення, обумовлене наявністю [pic], становить величину:

[pic], (1.72) де [pic] - максимальне значення вихідний потужності на частоті [pic] за умови рівності нулю [pic];

[pic] - максимальне значення вихідний потужності на частоті [pic] при наличии[pic].

Описана в [3] методика Фано дозволяє при заданих [pic] і [pic] розрахувати такі значення елементів вихідний КЦ [pic] и[pic], які забезпечують мінімально можливу величину максимального значення модуля коефіцієнта відображення [pic]в смузі частот від нуля до [pic]. У таблиці 7.1 наведено нормовані значення елементів [pic],[pic] [pic], розраховані за методикою Фано, і навіть коэффициент[pic], визначальний величину ощущаемого опору навантаження [pic] щодо якого обчислюється [pic].

Таблиця 7.1 Нормовані значення вихідний КЦ

|[pic] |[pic] |[pic] |[pic] |[pic] | |0,1 |0,180 |0,099 |0,000 |1,000 | |0,2 |0,382 |0,195 |0,002 |1,001 | |0,3 |0,547 |0,285 |0,006 |1,002 | |0,4 |0,682 |0,367 |0,013 |1,010 | |0,5 |0,788 |0,443 |0,024 |1,020 | |0,6 |0,865 |0,513 |0,037 |1,036 | |0,7 |0,917 |0,579 |0,053 |1,059 | |0,8 |0,949 |0,642 |0,071 |1,086 | |0,9 |0,963 |0,704 |0,091 |1,117 | |1,0 |0,966 |0,753 |0,111 |1,153 | |1,1 |0,958 |0,823 |0,131 |1,193 | |1,2 |0,944 |0,881 |0,153 |1,238 | |1,3 |0.927 |0,940 |0,174 |1,284 | |1,4 |0,904 |0,998 |0,195 |1,332 | |1,5 |0,882 |1,056 |0,215 |1,383 | |1,6 |0,858 |1,115 |0,235 |1,437 | |1,7 |0,833 |1,173 |0,255 |1,490 | |1,8 |0,808 |1,233 |0,273 |1,548 | |1,9 |0,783 |1,292 |0,292 |1,605 |.

Справжні значення елементів розраховуються по формулам.

[pic] (1.73).

Приклад 13. Розрахувати вихідну КЦ для усилительного каскаду на транзисторі КТ610А ([pic]=4 пФ), при [pic]=50 Ом, [pic]=600 МГц. Визначити [pic] і зменшення вихідний потужності на частоті [pic] під час використання КЦ і нее.

Рішення. Знайдемо нормоване значення [pic]: [pic]=[pic]= [pic]=0,7536. У таблиці 7.1 найближче значення [pic] одно 0,753. Цьому значенням [pic] соответствуют:[pic]=1,0; [pic]=0,966; [pic]=0,111; [pic]=1,153. Після денормирования по формулам (1.73) одержимо: [pic]=12,8 нГн; [pic]=5,3 пФ; [pic]=43,4 Ом. Використовуючи співвідношення (1.71), (1.72) знайдемо, що за відсутності вихідний КЦ зменшення вихідний потужності на частоте[pic], обумовлене наличием[pic], становить 1,57 разу, а у її використанні - 1,025 раза.

7.2 РОЗРАХУНОК КАСКАДУ З РЕАКТИВНОЇ МЕЖКАСКАДНОЙ КОРИГУЮЧОЮ ЛАНЦЮГОМ ТРЕТЬЕГО.

ПОРЯДКА.

Схема каскаду по перемінному току приведено малюнку 7.3 [4, 14].

Малюнок 7.3 Каскад з межкаскадной коригуючої ланцюгом третього порядка.

Використовуючи односпрямовану еквівалентну схему заміщення транзистора, схему (малюнок 7.3) можна як наведеному малюнку 7.4.

[pic].

Малюнок 7.4 Еквівалентна схема каскада.

Відповідно до [2, 14], коефіцієнт прямий передачі каскаду на транзисторі Т2, за умови використання вихідний КЦ, равен:

[pic], (1.80) де [pic];

[pic];

[pic]=[pic], [pic]=[pic] - нормовані щодо [pic] Т1 і [pic] значення [pic] і [pic].

При заданих значеннях [pic], [pic], [pic], відповідних необхідної формі АЧХ каскаду, нормовані значення [pic], [pic], [pic] розраховуються по формулам [4]:

[pic] (1.81) де [pic];

[pic];

[pic];

[pic];

[pic];

[pic];

[pic];

[pic],.

[pic],.

[pic]= [pic] - нормовані значення [pic], [pic], [pic].

Теоретично фільтрів відомі табулированные значення коефіцієнтів [pic], [pic], [pic], відповідні необхідної формі АЧХ ланцюга описуваної функцією виду (1.80). Значення коефіцієнтів [pic], [pic], [pic], відповідні різної нерівномірності АЧХ, наведені у таблиці 3.

Таблица 3 |Нерівномірність АЧХ, дБ |[pic] |[pic] |[pic] | |0,1 |1,605 |1,184 |0,611 | |0,2 |1,805 |1,415 |0,868 | |0,3 |1,940 |1,56 |1,069 | |0,4 |2,05 |1,67 |1,24 | |0,5 |2,14 |1,75 |1,40 | |0,6 |2,23 |1,82 |1,54 | |0,7 |2,31 |1,88 |1,67 | |0,8 |2,38 |1,93 |1,80 | |0,9 |2,45 |1,97 |1,92 | |1,0 |2,52 |2,012 |2,035 | |1,2 |2,65 |2,08 |2,26 | |1,4 |2,77 |2,13 |2,46 | |1,6 |2,89 |2,18 |2,67 | |1,8 |3,01 |2,22 |2,87 | |2,0 |3,13 |2,26 |3,06 |.

Для вирівнювання АЧХ у сфері нижніх частот використовується резистор [pic], розраховуваний по формуле:

[pic]. (1.82).

Працюючи каскаду як вхідного, у формулі (1.81) значение[pic] приймається рівним нулю.

Після розрахунку [pic], [pic], [pic], істинні значення елементів перебувають з співвідношень: [pic], [pic], [pic]. (1.83).

Приклад 15. Розрахувати [pic], [pic], [pic], [pic], [pic] межкаскадной КЦ, схема якої приведено малюнку 7.3, під час використання транзисторів КТ610А ([pic]=3 нГн, [pic]=5 Ом, [pic]=4 пФ, [pic]=86 Ом, [pic]=1 ГГц) і умов [pic]=50 Ом, [pic] =0,9, [pic]=260 МГц.

Рішення. По таблиці 3 для [pic]=0,9, що він відповідає нерівномірності АЧХ 1 дБ, визначимо [pic]=2,52; [pic]=2,014; [pic]=2,0367. Знаходячи нормовані значення [pic]=0,56; [pic]=0,055; [pic]=0,058 і підставляючи в (1.81), одержимо [pic]=1,8; [pic]=0,757; [pic]=0,676. Розраховуючи [pic] і підставляючи в (1.80) знайдемо: [pic]=3,2, та якщо з (1.82) визначимо [pic]=3,75 кОм. Після денормирования по (1.83) одержимо: [pic]=12,8 пФ; [pic]=5,4 пф; [pic]=35,6 нГн.

8 РОЗРАХУНОК ПІДСИЛЮВАЧІВ З ЧАСТОТНО-РАЗДЕЛИТЕЛЬНЫМИ ЦЕПЯМИ.

Під час розробки підсилювачів з робітниками частотами від нуля або одиниць кілогерц до одиниць гигагерц виникають проблеми суміщення схемних рішень побудови низькочастотних і надвисокочастотних підсилювачів. Наприклад, використання великих значень розділювальних конденсаторів і дросселей харчування зменшення нижньої граничной частоти, пов’язані з появою некорректируемых паразитних резонансов у сфері надвисоких частот. Цього нестачі можна запобігти, використовуючи частотно-разделительные ланцюга (ЧРЦ). Найцікавіше представляє схема підсилювача з ЧРЦ, покликаного забезпечити посилення як періодичних, і імпульсних сигналів [15,16,17]. Схема підсилювача з ЧРЦ приведено малюнку 8.1.

[pic].

1 — перший канальний усилитель.

2 — другий канальний усилитель.

Малюнок 8.1 Схема підсилювача з ЧРЦ

Принцип роботи схеми ось у чому. Підсилювач з ЧРЦ полягає з цих двох канальних підсилювачів. Перший канальний підсилювач є высокочастотным і будується з допомогою схемних рішень побудови підсилювачів надвисоких частот. Другий канальний підсилювач є низькочастотним і будується з допомогою схемних рішень побудови підсилювачів постійного струму або підсилювачів низькою частоти. За умов узгоджених входів і виходів канальних підсилювачів, виборі значення резистора [pic] значно більше значення [pic], а [pic] рівним [pic], підсилювач з ЧРЦ виявляється узгодженим по входу і выходу.

Якщо позначити нижню й верхній граничні частоти першого високочастотного підсилювача [pic] і [pic], а другого низькочастотного підсилювача [pic] і [pic], то додатковим необхідною умовою побудови підсилювача з ЧРЦ є требование:

[pic](10 [pic]. (1.84).

І тут розрахунок підсилювача з ЧРЦ зводиться до следующему.

Значення резисторів [pic] і [pic] вибираються з условий:

[pic](10 [pic]; [pic]=[pic].

(1.85).

По заданому коефіцієнта посилення першого канального підсилювача [pic] визначається необхідний коефіцієнт посилення другого канального підсилювача [pic] з соотношения:

[pic], (1.86) де [pic] - вхідний опір другого канального усилителя.

Значення елементів ЧРЦ розраховуються по формулам:

[pic] (1.87).

Приклад 16. Розрахувати значення елементів [pic], [pic], [pic], [pic], [pic], [pic], коефіцієнт посилення другого канального підсилювача та її [pic] для підсилювача з ЧРЦ, схема якого приведено малюнку 8.1, при условии:[pic]=10; [pic]=1 МГц; [pic]= [pic]; [pic]=50 Ом.

Рішення. Відповідно до формулами (1.84) і (1.85) виберемо [pic]=10 МГц, [pic]=500 Ом, [pic]=50 Ом. Тепер щодо (1.86) знайдемо: [pic]=110, а, по (1.87) [pic]=10 нф; [pic]=25 мкГн; [pic]=1 нф; [pic]=2,5 мкГн.

Список використаних источников.

1. Мамонкин І.Г. Підсилювальні устрою. Навчальний посібник для вузів. — М.: Зв’язок. 1977 р. 2. Шварц Н. З. Лінійні транзисторні підсилювачі НВЧ. — М.: Рад. радіо. 1980 р. 3. Широкосмугові радиопередающие устрою /Алексєєв О.В., Головков А. А., Полєвой В.В., Соловйов А. А.; Під ред. О.В. Алексєєва.- М.: Зв’язок. 1978 р. 4. Титов А. А., Бабак Л. И., Черкашин М. В. Розрахунок межкаскадной согласующей ланцюга транзисторного полосового підсилювача потужності //Електронна техніка. Сер. СВЧ-техника. 2000 Вип. 1. 5. Ангелів І., Стоев І., Уршев А. Широкосмуговий малошумящий підсилювач для діапазону 0,7−2 ГГц //ПТЭ. 1985. № 3. 6. Никіфоров В.В., Терентьєв С. Ю. Синтез ланцюгів корекції широкосмугових підсилювачів потужності із застосуванням методів нелінійного програмування. — Рб. статей. Напівпровідникова електроніка у техніці зв’язку. Випуск 26. /Під ред. І.Ф. Миколаївського. — М.: Радіо і зв’язок. 1986 р. 7. Эгенштафер Ф. Електроніка. 1971. т.44. № 16. 8. Мелихов С. В., Колесов І.А. Вплив нагружающих зворотного зв’язку до рівня вихідного сигналу підсилюючих каскадів. — Рб. статей. Широкосмугові підсилювачі. Випуск 4. — Томськ: Вид-во Том. ун-ту. 1975 р. 9. Титов А. А. Спрощений розрахунок широкосмугового підсилювача. //Радіотехніка. 1979. № 6. 10. Абрамов Ф. Г., Волков Ю. О., Вонсовский М. М. та інших. Погоджений широкосмуговий підсилювач. //ПТЭ. 1984. № 2. 11. Якушевич Г. Н., Мозгалев І.А. Широкосмуговий каскад зі складанням вихідних струмів транзисторів. — Рб. статей. Радіоелектронні устрою СВЧ./Под ред. А.А. Кузьміна. — Томськ: Вид-во Том. ун-ту. 1992 р. 12. Бабак Л. И. Аналіз широкосмугового підсилювача за схемою зі складанням напруг. — Рб. статей. Наносекундные і субнаносекундные підсилювачі. /Під ред. І.А. Суслова. — Томськ: Вид-во Том. ун-ту. 1976. 13. Дьячко О. Н., Бабак Л. И. Розрахунок сверхширокополосного усилительного каскаду із наперед заданими частотними і тимчасовими характеристиками. //Радіотехніка. 1988. № 10. 14. Бабак Л. И., Дергунов С. А. Розрахунок ланцюгів корекції сверхширокополосных транзисторних підсилювачів потужності НВЧ.- Рб. статей. Радіотехнічні методи і засоби вимірів. — Томськ: Вид-во Том. ун-ту. 1985 р. 15. Ільюшенка В.М., Титов А. А. Многоканальные імпульсні устрою з частотним поділом каналів. //Радіотехніка, 1991. № 1. 16. Пикосекундная імпульсна техніка. /В.М. Ільюшенка, Б.І. Авдоченко, В. Ю. Баранов та інших. /Під ред. В.М. Ільюшенка.- М.: Энергоатомиздат. 1993 р. 17. Авторське свідчення № 1 653 128 СРСР, МКІ НОЗF 1/42. Широкосмуговий підсилювач /В.М. Ільюшенка, А. А. Титов //Відкриття, Винаходи, 1991, № 20.

———————————- [pic].