Модуль АФАР

Модуль АФАР.

Исходные дані:

1. Призначення передавача — передавальний модуль;

2. Потужність: Pвых=0,5 Вт; Pвх 20 мВт.

3. Діапазон частот: fвых=0,5 ГГц; fвх=0,25 ГГц.

4. Характеристика сигналів, які підлягають передачі: ЧМ-сигнал.

5. Місце установки — борт ЛА.

6. Rнапр=50 Ом.

1. Запровадження.

На сучасному розвитку радиоустройств НВЧ дедалі більше застосування знаходять передають, прийомні і приемопередающие активні фазированные антенні грати (АФАР), у яких випромінювачі (чи група випромінювачів) пов’язані з окремим модулем, що містить активні елементи як різних типів генераторных і підсилюючих каскадів і перетворювачів частоти коливань, і навіть пасивні умножители частоти.

В передавальної АФАР активна частина окремого модуля, порушуваного від загального задає генератора, фактично має функціональну схему, аналогічну схемою усилительно-умножительного СВЧ-тракта радіопередавального устрою, виконану на генераторах з зовнішнім порушенням. Як активних приладів цих генераторів у багатьох практичних випадках використовуються напівпровідникові СВЧ-приборы, дозволяють підвищити надійність і довговічність модулів АФАР проти модулями на электровакуумных СВЧ-приборах, забезпечивши середньої вихідний потужності модуля до десятків і сотень ватів (під час використання схем складання СВЧ-мощностей) в дециметровому діапазоні і по десяти ватів в сантиметровом діапазоні.

В тому випадку, коли частота коливань не вдома модуля аж в число разів більше, ніж на вході, одне із генераторных каскадів модуля може бути примножувачем частоти. Функціональна схема передавальної АФАР, в модулях якої застосовані умножители частоти, приведено на рис. 1.

.

Введение

умножителя частоти в модуль АФАР дозволяє не вдома модуля отримати коливання з певною потужністю за тими частотах, у яких напівпровідниковий підсилювач вже неработоспособен. Сказане найбільшою мірою належить до потужним підсилювачам на транзисторах, граничні робочі частоти що у час становить 6−7 ГГц. Тому малогабаритні модулі АФАР дециметрового діапазону хвиль на напівпровідникових приладах, побудовані з урахуванням транзисторного підсилювача потужності і наступного умножителя частоти, мають генераторну частина.

Обычно під час проектування генераторної частини модуля АФАР з множенням частоти бувають задано Pвых, fвых, fвх, і навіть значення Pвх. Через війну проектування визначається число умножительных і підсилюючих каскадів в генераторної частини модуля, типи активних приладів та електричних схем, використовувані в каскадах, значення параметрів режиму активних приладів та елементів схем каскадів, і навіть вид конструктивного виконання каскадів.

2. розрахунок Структурною схеми модуля АФАР.

Структурная схема модуля АФАР представлена на рис. 2.

Имея задану вихідну потужність Pвых, задамося контурними ККД согласующих ланцюгів (СЦ1, СЦ2, СЦ3) (?к СЦ1 = ?к СЦ2 = ?к СЦ3 = ?к СЦ = 0,9) і знайдемо потужність не вдома умножителя частоти:

.

Зная вихідну потужність умножителя частоти, коефіцієнт множення і вхідну частоту, з допомогою програми MULTIPLY, розробленої на каф. 406, виберемо транзистор і розрахуємо його режим роботи (результати цих розрахунків дано у п. 4.1.1.).

.

В числі інших результатів програма видає коефіцієнт посилення за проектною потужністю KУЧ=9,958, використовуючи який, ми обчислюємо потужність на вході умножителя частоти, збігається, зрозуміло з потужністю не вдома СЦ2 (Pвых СЦ2):

.

Поскольку, як уже згадувалося, ми поставили контурний ККД согласующих ланцюгів рівним ?к СЦ = 0,9, то потужність на вході СЦ2 Pвх СЦ2, рівна потужності не вдома підсилювача потужності Pвых РОЗУМ, дорівнює:

.

Теперь, знаючи потужність не вдома підсилювача потужності (Pвых РОЗУМ) і знаючи її робочу частоту f=0,25 ГГц, з допомогою програми PAMP1, також розробленої на каф. 406, вибираємо активний прилад (транзистор) і розраховуємо його режим роботи з НВЧ підсилювача потужності (результати цих розрахунків наведені у п. 4.2.1.). Отриманий під час розрахунків коефіцієнт посилення KУМ дозволяє знайти потужність на вході підсилювача, тотожний рівну потужності не вдома вхідний согласующей ланцюга СЦ1:

.

Поскольку ми поставили контурний ККД согласующих ланцюгів рівним ?к СЦ = 0,9, то потужність на вході СЦ1 Pвх СЦ1 дорівнює:

,.

что менше 20 мВт, обмежують за завданням вхідну потужність згори.

3. Методики розрахунку каскадів модуля.

3.1. Методика розрахунку РЕЖИМУ ТРАНЗИСТОРА ПОТУЖНОГО НВЧ ПІДСИЛЮВАЧА потужності.

Рассматриваемая методика можна використовувати до розрахунку режиму потужного транзистора підсилювача, працюючого на частотах порядку сотень мегагерц, і дозволяє їм отримати параметри режиму, досить близькі до експериментальним. На значеннях частоти 1… 3 ГГц похибка розрахунку зростає через використання спрощеної еквівалентній схеми транзистора і недостатньою точності щодо її параметрів. У діапазоні частот вище 3 ГГц ці недоліки виявляються ще більше різко. На режим починає надавати сильний вплив навіть порівняно невеличкий розкид значень индуктивностей висновків, і ємностей корпусу, і навіть численні паразитні зв’язку в конструкції транзистора. Ця обставина обмежують верхній частотний межа застосовності аналізованої методики.

В методику розрахунку використовується еквівалентна схема, доповнена деякими елементами, суттєвими для діапазону НВЧ.

Параметры еквівалентній схеми транзистора залежить від що протікають струмів і прикладених напруг. Проте зазвичай вважають, що у обраному режимі транзистора параметри схеми будуть постійними не більше кожної сфери роботи: робочої області (До — замкнутий) й області відсічення (До — розімкнений). Параметри еквівалентній схеми наводяться в довідкових даних, а найменування їх дано у розділі «позначення» посібники [1]. Деякі параметри, які відсутні в довідниках, можна оцінити по формулам:

Сд=Сэ+Сдиф; Ск=Ска+Скп; ; ?к=rб Ска; ;

; ; .

При усередненні Sп струм ік рекомендується прийняти рівним половині висоти імпульсу коллекторного струму ік max чи амплітудою його першої гармоніки, що у типових режимах близька до 0,5iк max. Ємність Ск визначають при обраному напрузі Uк0. На частотах опір r слабко шунтирует ємності і це можна знехтувати. Нерівність визначає нижню частотну кордон проведеного аналізу. При розрахунку приймають, що у діапазоні НВЧ вхідний струм потужних транзисторів виявляється близькими до гармонійного з допомогою придушення вищих гармонік индуктивностью вхідного електрода. Форма коллекторного напруги приймається гармонійної. Тому далі будемо думати, що вхідний струм і коллекторное напруга не містять вищих гармонік і еквівалентний генератор струму Sп (Uп-U ") навантажений на диссипативное опір. Розрахунок виробляємо для межового режиму роботи транзистора.

Эквивалентная схема підсилювача ОЕ для струмів і напруг першої гармоніки показано на рис. 3. У схемою ОЕ при диссипативной навантаженні будуть негативні зворотний зв’язок через Lэ і .

.

Рис. 3. Еквівалентна схема підсилювача ОЕ для струмів і напруг першої гармоніки.

Для забезпечення сталого режиму застосовують спеціальні заходи, наприклад, включення rдоп в ланцюг эмиттера чи нейтралізацію Lб включенням ємності в базову ланцюг. Можна також використовувати вихідний опір мосту дільника, якщо підсилювач побудований за балансной схемою. Опір rвх1 зі зростанням потужності зменшується (до часткою ом), xвх1 поблизу верхньої частотною кордону має індуктивний характер через Lб і Lэ й більше rвх1. Коефіцієнт посилення обернено пропорційна квадрату частоти. Тому, якщо знаємо з довідкових даних, що транзистор на частоті f «має коефіцієнт посилення , то, на деякою, дешевше робочої частоті f, його коефіцієнт посилення можна оцінити приблизно як , т. е. якщо , то Kр буде зацікавлений у в чотири рази більше . У схемою ОЕ при верхня робоча частота fв вбирається у fгр.

Тип транзистора вибирають по заданої вихідний потужності Pвых1 на робочої частоті f, визначають схему включення транзистора, користуючись довідковими даними транзистора. Часто схема включення транзистора визначається її конструкцією, у якій з корпусом з'єднується одне із електродів (эмиттер, база). При виборі типу транзистора можна поступово переорієнтовуватися під дані експериментального типового режиму. Рекомендується використовувати СВЧ-транзисторы на потужність щонайменше , яка вказана у довіднику. Сильне недовикористання транзистора призводить до зниження його підсилюючих властивостей. Інтервал частот fв… fн включає і для схеми ОЕ. Застосування транзистора, має fн вище робочої, дозволяє їм отримати вищу посилення, та заодно збільшується ймовірність самозбудження підсилювача і знижується його надійність.

Схема ПРО й у транзисторів, працівників f >1 ГГц. Транзистори, мають два виведення эмиттера (зменшення Lэ), слід залучити за схемою ОЕ. Для оцінки параметрів еквівалентній схеми можна використовувати такі дані: нГн (для OЭ Lобщ=Lэ), Lк і вхідного виведення — у кілька разів більше. , , . Параметр h21э під час розрахунків не критичний, для приладів з урахуванням кремнію, , де Pвых1 і Uк0 відповідають робочому режиму (наприклад, експериментальні дані). Якщо необхідна потужність Pвых1 близька до тієї, яке може віддати транзистор, то Uк0 береться стандартним. При недоиспользовании транзистора за проектною потужністю доцільно знижувати Uк0, підвищення надійності. Наприклад, якщо необхідна Pвых1 на 30−40% менше (потужності типовому режимі), то Uк0 можна зменшити на 20−30% порівняно з стандартним. Проте за зниженні Uк0 вдвічі порівняно з стандартним частота fгр зменшується п’ять… 15%, а ємність Ск поповнюється 20… 25%.

Напряжение усунення Uб0 часто вибирається нульовим. У цьому кут відсічення буде близький до 80… 90°, у якому співвідношення між Pвых1, ?э, Kр близько оптимального. З іншого боку, у разі відсутня ланцюг усунення, що спрощує схему підсилювача і вимагає витрат потужності за проведення усунення. Що стосується Sгр треба пам’ятати, і розрахунком її треба уточнити, використовуючи умова.

.

(для схеми ОЕ — 0,7; для схеми ПРО — 0,8).

При цьому Pвых1 і Uк0 беруться для обраного транзистора. За невиконання його запровадження можна кілька збільшити Sгр (на 10… 15%).

Предлагаемая методика розрахунку походить з Pвых1, та якщо з потужності Рг, развиваемой еквівалентним генератором струму iг. Потужність Рг у схемі ОЕ взяти на 10−20% менше, ніж необхідна Pвых1, має прирощення через прямого проходження частини вхідний потужності. На f>frp у схемі ПРО Рг береться на 25… 50% вище Pвых1, на f.